双流准恒包络正交频分复用系统中基于空闲子载波的频偏估计及补偿方法与流程

本发明属于无线通信领域，具体地说，是指一种应用于宽带无线通信的，双流准恒包络正交频分复用系统的基于空闲子载波的频偏估计及补偿技术。

背景技术：

在宽带无线通信系统中，信息通过被调制的电磁波在空间传输到达接收机。由于复杂的通信环境使电磁波在空间传输时受到反射、漫射和散射等影响，会在接收机处产生多路不同时延和信号强度的接收信号，使通信信道具有时变的频率选择性衰落特性。为了有效消除宽带通信信道的频率选择性衰落，多载波调制技术将宽带信道分成多个子信道，在每个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。这样，尽管总的信道是非平坦并具有频率选择性的，但是每个子信道是相对平坦的。正交频分复用(OFDM)是多载波调制技术的一种，其子载波间相互正交，具有很高的频谱利用率；并且可以利用离散傅里叶反变换/离散傅里叶变换(IDFT/DFT)代替多载波调制和解调，并可以高效实现。但OFDM系统中发送数据的离散傅里叶逆变换(IFFT)处理，使合成信号有可能产生比较大的峰值功率，使得OFDM信号的功率峰值与均值比(PAPR)大，导致射频放大器的功率效率较低，因此需要研究低PAPR的多载波技术，如恒包络正交频分复用(CE-OFDM)技术。

CE-OFDM技术可以降低PAPR，其信号具有恒定的包络，有利于发射机采用非线性大功率功放。目前这种调制方法可通过将发送信号构建成中心共轭对称数据后进行IDFT处理，得到纯实数序列，用该序列进行相位调制得到恒包络发送信号。但是由于共轭对称步骤的存在，CE-OFDM系统中传输N个复数符号，如正交幅度调制(QAM)需要2N+2个子载波，因此其频谱效率低于OFDM系统的50％，难以满足宽带通信的数据传输速率需求。双流准恒包络OFDM系统通过移相叠加的方法在发送端利用2N+2个子载波传输2N个复数数据符号，接收端通过泰勒级数展开的方法恢复出双流符号，使得频谱效率相比于CE-OFDM系统提高1倍。但由于相位调制步骤的存在，双流准恒包络系统中有用信息被调制在相位上，当信道存在频偏时，频偏与有用信息的关系是加法关系而不是OFDM中的乘法关系，引起解调信噪比的降低，导致误码率的提高。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种适合于双流准恒包络OFDM系统的基于空闲子载波的频偏估计及补偿方法。本发明方法利用双流准恒包络OFDM系统在发送端构建中心共轭对称数据时需要预留空闲子载波的特点，以及DFT的数学原理，在接收端估计频偏并补偿。

本发明提供的双流准恒包络正交频分复用系统中基于空闲子载波的频偏估计及补偿方法，在接收端进行频偏估计及补偿。设发送端的两路发送信号依次经过QAM符号映射、共轭序列构造、IFFT和相位调制后，表示为及将信号及构造成复用信号x_n后，再转换成模拟信号发送出去，接收端接收信号经过A/D转换后得到信号y_n。y_n表示如下：

其中，Δf为频偏除以子载波间隔后的归一化值，z为高斯白噪声，N_ifft为发送端IFFT的长度，接收端的FFT(快速傅里叶变换)长度与IFFT长度相等；A₁,A₂分别为两路CE-OFDM信号的幅度，h₁,h₂分别为两路CE-OFDM信号的相位调制因子；j为虚部符号。

对频偏进行估计的过程是：

(1.1)求取信号y_n的实部y_R和虚部y_I；

(1.2)标记时为情况1，标记时为情况2；n＝0,1,...,N_ifft-1；

在情况1时，将每个样值的虚部除以实部，求取y_I/y_R，再利用三角函数和差化积公式进行变换和化简，当信噪比较高时，得到：

在情况2时，将每个样值的实部除以虚部，求取y_R/y_I，再利用三角函数和差化积公式进行变换和化简，当信噪比较高时，得到：

(1.3)对得到的y_I/y_R或y_R/y_I求角度，得到角度angle_n；

情形1下，再对angle_n加后做FFT，得到信号Angle_k，

k＝0,1,...,N_ifft-1；

情形2下，对angle_n减后做FFT，得到信号Angle_k：

k＝0,1,...,N_ifft-1；

(1.4)根据及的值为零，得到Angle₀；

在情形1下，Angle₀＝π(N_ifft-1)Δf；进一步估计得到频偏

在情形2下，Angle₀＝-π(N_ifft-1)Δf；进一步估计得到频偏

将得到的频偏补偿给信号y_n。

本发明的双流准恒包络正交频分复用系统中基于空闲子载波的频偏估计及补偿方法，相对于现有技术，其优点与积极效果在于：本方法首先通过在接收端对相位解调后的信号做FFT运算，得到包含有用信号及频偏信息的序列；其次利用有用信号中含有空闲子载波的特性，对频偏进行估计；最后对接收信号进行频偏补偿，再进行相位解调、FFT以及相关后续处理流程。本发明解决了由于频偏引起的误码率提升问题，并且不需要引入额外的模块，具有较低的复杂度。

附图说明

图1是本发明的双流准恒包络OFDM系统中基于空闲子载波的频偏估计及补偿方法的在发送端和接收端的处理流程图。

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

本发明为了解决频偏估计及补偿问题，有效抑制频偏对系统性能的影响，提供了一种双流准恒包络正交频分复用系统中基于空闲子载波的频偏估计及补偿技术(Carrier Frequency Offset Estimation and Compensation Scheme for Dual Stream Quasi-Constant Envelope OFDM System Using Null Subcarrier)。

首先说明双流准恒包络OFDM系统的发送流程。如图1所示，发送的双流比特信号依次经过QAM符号映射、共轭序列构造、IFFT和相位调制，相位调制后的第二路信号乘以相位变化因子±j，做移相处理，再与相位调制后的第一路信号叠加构成复用信号，再通过D/A转换后输出。标记QAM符号映射的输入处为A处，共轭序列构造的输入处为B处，IFFT的输出处为C处，相位调制的输出处为D处，进行D/A转换的输入处为E处。D/A表示数字信号转模拟信号。

双流比特信息在A处的形式为及假设每路采用16QAM调制方式，经过QAM符号映射后，两路信号在B处的符号形式为及k＝0,1,...,N-1，每路调制为N个QAM符号，N为正整数。每路符号按式(1)的方式构造共轭序列，其中是长度为N_ifft-2-N的0序列，N_ifft为IFFT的长度。在高频子载波上补零相当于对时域序列做过采样，不影响频谱效率及符号持续时间。因此由式(1)可以看出，每路信号在频域上占用2N+2个子载波发送N个QAM符号，因此单路的频谱效率低于OFDM技术的50％。

其中，为补零构造后的两路共轭对称序列，分别为的共轭信号。

假设过采样倍数为1，则IFFT后C处的两路信号及可由式(2)表示，此处及为时域OFDM符号。

经相位调制后D处的两路信号及可由式(3)表示，其中A₁,A₂及h₁,h₂分别为两路CE-OFDM信号的幅度及相位调制因子。

在双流准恒包络OFDM系统中，以式(4)或式(5)的方式构造E点处的复用信号x_n。

可见发送信号为两路信号的移相叠加，在频域上占用2N+2个子载波，发送2N个QAM符号，频谱效率相比于单路信号提高了1倍，与OFDM的频谱效率基本相同。由于发送信号为两路CE-OFDM信号的叠加且每路信号的PAPR为0dB，则双流准恒包络OFDM系统发送信号的PAPR最高为3dB。

下面阐述本发明提出的双流准恒包络OFDM系统中基于子载波的频偏估计及补偿方法。如图1所示，本发明中假设信号传播环境为高斯白噪声(AWGN)加频偏(CFO)的环境。接收到的模拟信号经过A/D转换为数字信号，标记A/D转换的输出处为F处。首先对F处信号进行频偏估计。频偏估计中首先对信号求取反正切，标记反正切输出处为G处，然后通过unwrap模块进行相位解卷绕操作和FFT，标记FFT的输出处为H处。接收端的FFT长度与发送端的IFFT长度相等。对F处的信号在进行频偏补偿，再将补偿后的信号分别取实部和虚部两路信号，依次对两路信号进行相位解调、FFT、共轭序列反变换和QAM符号反映射，输出最终的两路接收比特。标记对频偏补偿后的信号取实部和虚部的输出处为I处。A/D转换表示模拟信号转数字信号。

假设发送信号经历高斯白噪声(AWGN)信道，并且受频偏影响，则F处的接收信号y_n可由式(6)表示。下面以式(4)中信号形式为例说明。

其中，Δf为频偏除以子载波间隔后的归一化值，z为高斯白噪声。可见式(6)中信号的实部及虚部分别可由式(7)及式(8)表示。

其中，y_R代表式(6)中信号的实部，y_I代表式(6)中信号的虚部，z_R及z_I分别代表式(6)中噪声z的实部及虚部。公式(7)和(8)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。将每个样值的虚部除以实部，可得式(9)。

公式(9)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

利用三角函数和差化积公式对式(9)进行变换及化简，可得式(10)。

公式(10)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

当信噪比较高时，式(10)可近似为式(11)。

公式(11)中，n＝0,1,...,N_ifft-1。

因此，对公式(11)所示序列求角度可得G处信号angle_n，如式(12)所示。

式(12)加后做FFT可得H处信号，如式(13)所示。

其中，Angle_k表示FFT后的信号，k＝0,1,...,N_ifft-1。由式(1)可知及的值为零，因此Angle₀的值可由式(14)表示。

由此可得频偏的估计值如式(15)所示。同理可推导式(5)中信号形式的频偏估计过程。

由于式(10)到式(11)的近似条件为高信噪比，因此当信噪比较低时频偏估计精度会有所下降。利用估计得到的频偏可对接收到的原始信号进行补偿，对F处经频偏补偿后的信号y_n′可由式(16)表示。

假设频偏被完美补偿，即对频偏补偿后的接收信号取实部和虚部，在I处得到的两路信号可由式(17)表示。

其中，表示取实部操作，表示取虚部操作。

对式(17)中的两路信号分别做泰勒级数展开，可得式(18)及式(19)，如下：

可见双流准恒包络OFDM系统接收信号的虚部及实部中分别含有及的幂次项，可据此得到及然后完成后续相位解调、FFT、共轭序列反变换及QAM符号反映射，得到两路比特信息。

当发送信号采用公式(5)时，则在F处的接收信号y_n表示如公式(20)所示。

公式(20)所示信号的实部y_R及虚部y_I分别可由式(21)及式(22)表示如下：

将每个样值的实部除以虚部(和情况1相反)可得下式：

利用三角函数和差化积公式进行变换及化简，可得：

当信噪比较高时，可近似为

因此，对公式(25)所示序列求角度可得G处信号angle_n为：

将angle_n减去后做FFT可得H处信号：

其中，Angle_k表示FFT后的信号，k＝0,1,...,N_ifft-1。由式(1)可知及的值为零，因此Angle₀的值可由式(14)表示。

由此可得频偏的估计值如式(29)所示。

再利用频偏对如公式(20)所示的信号y_n补偿，对频偏补偿后的接收信号取实部和虚部，得到两路信号，然后，对这两路信号继续进行相位解调、FFT、共轭序列反变换及QAM符号反映射，得到最终两路比特信息。