一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统的制作方法

本发明涉及网络技术领域，尤其涉及一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统。

背景技术：

物联网作为未来信息网络技术领域发展的重要方向之一，已经在世界范围内受到了广泛关注，物联网被视为继计算机、互联网与移动通信网之后的世界信息产业的第三次浪潮。物联网终端是物联网中连接传感网络层和传输网络层，实现采集数据及向网络层发送数据的设备，它负担着数据采集、初步处理、加密和传输等多种功能。物联网终端基本由外围感知(传感)接口、中央处理模块和外部通讯接口三个部分组成，通过外围感知接口与传感设备连接，如RFID读卡器，红外感应器，环境传感器等，将这些传感设备的数据进行读取并通过中央处理模块处理后，按照网络协议，通过外部通讯接口，如：GPRS模块、以太网接口、WIFI等方式发送到以太网的指定中心处理平台。物联网终端常常处于各种异构网络环境中，为了向用户提供最佳的使用体验，终端应当具有感知场景变化的能力，并以此为基础，通过优化判决，为用户选择最佳服务通道。终端设备通过前端的RF模块或传感器模块等感知环境变化，经过计算，决策需要采取的应对措施。

技术实现要素：

本发明所要解决的技术问题是：提供一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统。

为了解决上述技术问题，本发明采用的技术方案为：一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统，包括：

智能平台系统，为Android操作系统，用于控制整个物联网终端；

RFID读写器接口系统，用于完成与上位机的信息交互；

RFID数字基带传输系统，与RFID读写器接口系统通讯连接，包括发射链路模块、接收链路模块、流程控制模块和协议处理模块，所述发射链路模块用于发射符合协议要求的读写器命令基带信号，所述接收链路模块用于完成标签返回基带信号的监测和解码，所述流程控制模块用于完成读写器基带信号发射、标签基带信号接收和待机状态的切换工作，所述协议处理模块用于控制读写器按照协议的规定操作标签。

进一步的，所述发射链路模块包括：TPP编码与脉冲成型、调制深度控制、希尔伯特滤波与频率偏置、预失真处理。

进一步的，所述接收链路模块主要包括：滤波与直流抑制、帧检测与同步、时偏跟踪、正交信号合并和解码。

进一步的，所述RFID读写器接口系统包括：

微内核模块，用于整个系统的初始化、对各插件的初始化和监控，维护各插件的上下文信息；

通信模块，用于实现和上位机通信，从上位机获取指令信息并把处理后的信息发送到上位机；

报文解包与封包模块，用于对通信模块接收到的报文进行解析，把发送消息进行封包并交付通信模块发送；

事件处理模块，用于对读写器接口协议中事件的处理以及生命周期的维护；

报文命令响应模块，用于把上层指令分解为对应的FPGA指令；

安全管理模块，用于系统的安全认证和数据加解密；

设备驱动模块，用于实现和底层硬件的交互。

进一步的，所述智能平台系统包括：应用程序模块、应用框架模块、本地框架模块、运行环境模块和Linux内核模块。

进一步的，所述Linux内核模块包括：安全性模块、内存管理模块、进程管理模块、网络协议模块、驱动模型模块和DMA模块。

进一步的，所述滤波与直流抑制采用FIR低通滤波加相关器的方式实现。

进一步的，所述运行环境模块包括Dalvik Java虚拟机和Java类库。

本发明的有益效果在于：智能平台系统采用Android操作系统可以为用户提供更高的自由度，并且成本较低；RFID读写器接口系统与上位机通讯连接，上位机可以控制RFID的发射功率和协议控制等；采用RFID数字基带传输，扩展了物联网终端的应用范围，其抗干扰能力强，差错可控，且保密性好。

附图说明

图1为物联网终端系统框图；

图2为智能平台系统构架图；

图3为RFID数字基带传输系统各模块连接关系图；

图4为发射链路模块框图；

图5为数字基带直接预失真线性化原理框图；

图6为数字基带直接预失真原理曲线图；

图7为接收链路模块框图；

图8为流程控制模块各状态转换关系图；

图9为RFID读写器接口系统构架图。

具体实施方式

为详细说明本发明的技术内容、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图予以说明。

本发明最关键的构思在于:将RFID数字基带传输应用在智能平台系统中，扩展了物联网终端的应用范围，并且抗干扰能力强，差错可控，保密性好。

请参照图1至图9，一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统，包括：

智能平台系统，为Android操作系统，用于控制整个物联网终端；

RFID读写器接口系统，用于完成与上位机的信息交互；

RFID数字基带传输系统，与RFID读写器接口系统通讯连接，包括发射链路模块、接收链路模块、流程控制模块和协议处理模块，所述发射链路模块用于发射符合协议要求的读写器命令基带信号，所述接收链路模块用于完成标签返回基带信号的监测和解码，所述流程控制模块用于完成读写器基带信号发射、标签基带信号接收和待机状态的切换工作，所述协议处理模块用于控制读写器按照协议的规定操作标签。

从上述描述可知，本发明的有益效果在于：智能平台系统采用Android操作系统可以为用户提供更高的自由度，并且成本较低；RFID读写器接口系统与上位机通讯连接，上位机可以控制RFID的发射功率和协议控制等；采用RFID数字基带传输，扩展了物联网终端的应用范围，其抗干扰能力强，差错可控，且保密性好。

进一步的，所述发射链路模块包括：TPP编码与脉冲成型、调制深度控制、希尔伯特滤波与频率偏置、预失真处理。

由上述描述可知，发射链路模块可以保证物联网终端命令数据帧的完整性、时间精度、频谱特性和调制特性满足协议中的各项规定。

进一步的，所述接收链路模块主要包括：滤波与直流抑制、帧检测与同步、时偏跟踪、正交信号合并和解码。

由上述描述可知，接收链路采用的技术可以提高灵敏度及降低信号检测的误帧率。

进一步的，所述RFID读写器接口系统包括：

微内核模块，用于整个系统的初始化、对各插件的初始化和监控，维护各插件的上下文信息；

通信模块，用于实现和上位机通信，从上位机获取指令信息并把处理后的信息发送到上位机；

报文解包与封包模块，用于对通信模块接收到的报文进行解析，把发送消息进行封包并交付通信模块发送；

事件处理模块，用于对读写器接口协议中事件的处理以及生命周期的维护；

报文命令响应模块，用于把上层指令分解为对应的FPGA指令；

安全管理模块，用于系统的安全认证和数据加解密；

设备驱动模块，用于实现和底层硬件的交互。

由上述描述可知，采用微内核设计可以提高系统的稳定性、可扩展性和灵活性。

进一步的，所述智能平台系统包括：应用程序模块、应用框架模块、本地框架模块、运行环境模块和Linux内核模块。

进一步的，所述Linux内核模块包括：安全性模块、内存管理模块、进程管理模块、网络协议模块、驱动模型模块和DMA模块。

进一步的，所述滤波与直流抑制采用FIR低通滤波加相关器的方式实现。

由上述描述可知，采用这种FIR低通滤波加相关器的结构可将基带信号中的直流偏置完全消除，减小后续过程信号处理的复杂度。

进一步的，所述运行环境模块包括Dalvik Java虚拟机和Java类库。

实施例

请参照图1至图9，本发明的实施例为：如图1所示，一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统，包括智能平台系统、RFID读写器接口系统和RFID数字基带传输系统，所述智能平台系统用于控制整个物联网终端，所述RFID读写器接口系统用于完成和上位机进行信息交互，所述RFID数字基带传输系统与RFID读写器接口系统通讯连接。

本实施例中，所述智能平台系统采用Android操作系统，可以给予用户更高的自由度，用户可以根据自己的喜好来设置界面，应用市场上还有各式各样的启动器来供用户选择，Android操作系统是基于Linux内核的操作系统，Linux内核由C语言实现，包括：安全性模块、内存管理模块、进程管理模块、网络协议模块、驱动模型模块和DMA模块，除了标准的Linux内核外，还增加了内核的驱动程序，如Binder驱动、显示驱动、输入设备驱动、音频系统驱动、摄像头驱动、WIFI驱动、蓝牙驱动、内存管理、电源管理等。

优选的，智能平台系统采用Android4.X系统，其系统构架如图2所示，包括：应用程序模块、应用框架模块、本地框架模块、运行环境模块和Linux内核模块。本地框架模块为LIBRARIES，由C/C++实现，包含C/C++库，被Android系统中不同组件使用，它们通过应用程序模块为开发者进行服务。运行环境模块是ANDROID RUNTIME，提供了Java编程语言核心库的大多数功能,由Dalvik Java虚拟机和基础的Java类库组成。Dalvik是Android中使用的Java虚拟机，每个Android应用程序都在自己的进程中运行，都拥有一个独立的Dalvik虚拟机实例，Dalvik被设计成一个可以同时高效运行多个虚拟机实例的虚拟系统，执行后缀名为.dex的Dalvik可执行文件，该格式的文件针对小内存使用做出了优化。虚拟机是基于寄存器的，所有的类都是由Java编译器编译，然后通过SDK中的“dx”工具转化为.dex格式由虚拟机执行，Dalvik虚拟机依赖于Linux内核的一些功能，比如线程机制和底层内存管理机制。应用框架模块是ANDROID FRAMEWORK，可以完全访问核心应用程序所使用的API框架。应用程序模块是APPLICATIONS，用Java语言编写的，是基于Android的系统API构建的。

如图3所示，RFID数字基带传输系统包括发射链路模块、接收链路模块、流程控制模块和协议处理模块，发射链路模块的主要功能是发射符合国军标协议要求的读写器命令基带信号，保证读写器的命令数据帧的完整性、时间精度、频谱特性和调制特性满足协议中的各项规定。接收链路模块的主要功能是完成标签返回基带信号的检测与解码，是整个数字基带部分的核心。高性能的信号处理方法可有效提高读写器的接收灵敏度。流程控制模块的主要功能是控制数字基带部分的工作流程，主要完成读写器基带信号发射、标签基带信号接收以及待机等状态的切换工作。协议处理模块的主要功能是控制读写器按照协议的规定操作标签，主要完成国军标中规定的防碰撞算法。

如图4所示，发射链路模块的操作主要包括：TPP编码与脉冲成型、调制深度控制、希尔伯特滤波与频率偏置和预失真处理。首先根据上层控制器发来的命令生成满足条件的读写器命令基带数据，对基带数据进行CRC-16计算，并把检验值附在基带数据后面；接着对带有校验的基带数据进行截断式脉冲位置编码(TPP)与脉冲成型；之后在数据包的前面附上前导码序列，对于单边带调制(SSB-ASK)进行希尔伯特滤波和频率偏置处理；最后将基带数据进行预失真处理后送给DAC进行模拟调制和放大。

根据国军标中的相关规定，读写器工作信道的带宽为250kHz，基带编码后的信号占用很大带宽，这种信号直接在信道中传输时，必将由于码间串扰而引起基带信号的失真，导致标签无法正确解调读写器命令，因此需要对编码后的基带信号进行脉冲成型处理。可将基带信号通过升余弦滤波器进行脉冲成型，以减少甚至消除码间串扰，升余弦滤波器的频率响应特性如下式所示。

式中α称为滚降系数，它的取值范围为[0,1]，1/T是符号率。

在数字基带发射链路模块中，为了便于硬件实现，脉冲成型与TPP编码可直接通过查找表的方法生成。实现方法是首先将读写器基带命令数据的最小单元通过升余弦滤波器进行脉冲成型，将成型后的基带信号存入查找表中，利用该查找表，数字基带中包括前导码在内的所有数据符号均可通过读取查找表中的数据实现，对于协议中规定的不同的前向链路传输速率，调整查找表中每个数据点的读取时间即可实现。

国军标中规定，读写器到标签的信号调制深度为30％～100％，因此需要加入调制深度控制模块。由于查找表是按照DA满量程进行设计的，如果读写器采用非100％调制深度发射命令，必然会带来波形失真，因此需要先将查找表中的数据进行衰减然后增加一定量的直流偏置，以实现不同的调制深度，具体实现方式描述如下。

假设系统需要的调制深度为m_depth，可对查找表的输出数据进行如下操作：

f(n＝T(n)·m_depth+A_max·(1-m_depth)

式中，T(n)为查找表的输出值，A_max为查找表中的最大值，即DA的满量程输出。

TPP编码和脉冲成型以后的信号如果直接调制到载波上则为双边带(DSB)信号。为了得到单边带(SSB)信号，需要对编码和脉冲成型以后的信号进行希尔伯特滤波，去除镜像部分的频谱分量。希尔伯特滤波可采用FIR的方法实现。

希尔伯特滤波抑制了双边带信号的负频率分量，保留了其正频率分量。为了使信号能量对称分布在载波周围，在希尔伯特滤波后，还应把单边带信号的频谱中心搬移到信道中心。频谱的搬移操作可以方便地用CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer)算法实现。

基本的CORDIC算法基于下面的一组迭代：

x_n+1＝x_n-d_ny_n2^-n

y_n+1＝y_n+d_nx_n2^-n

z_n+1＝z_n-d_narctan2^-n

式中(x₀,y₀,z₀)是迭代的初始值，arctan2^-n的值可提前计算出，并存于查找表中。根据d_n的取值不同，这组迭代可以完成不同的功能。

式中K＝1.6468，可以看出当d_n＝sign(z_n)时，可以完成的运算，而当d_n＝sign(-y_n)时，可以完成和arctan(y₀/x₀)的运算。因为在定点的计算过程中，乘以2^-n等价于n次移位，所以在迭代过程中只需要加法和移位运算。虽然在n→∞时，(x_n,y_n,z_n)才收敛于真值，但在实际运算中八次迭代就可以满足一般的要求。推广的CORDIC算法在复杂度基本不变的情况下，可以完成更多的功能，如乘法、除法、指数和对数运算等。

放大电路除了要求有一定的放大倍数以外，还要求输入与输出之间呈线性关系，即要求输出波形的失真尽可能的小。但是，由于射频前端功率放大器的非线性，可能出现严重的非线性失真。

为了减小非线性放大的影响，我们可以对发射信号进行预失真，即在DAC之前对采样数据做一些多项式加权处理，例如一个五阶多项式加权处理的结果为：

g'(A)＝C₀+C₁A+C₂A²+C₃A³+C₄A⁴+C₅A⁵

当预失真与非线性放大的结果互相抵消时，合成的效果相当于一个线性放大器，即

g(A)g'(A)≈ρ·A

由此也可以看出，系数C_i,i＝0,...,5的选取主要受功放非线性性能的影响。

非线性放大和预失真技术目的是使输入信号在幅度和相位方面产生预定的反失真取抵消放大器内的非线性失真，通常产生反失真的器件称为线性化器件。目前该技术主要有基带预失真和射频预失真两种基本类型。基带预失真线性化技术目前主要有两种实现方法，即查表法和预失真函数拟合法，由于该技术不涉及难度大的射频信号处理，只在低频部分对基带信号进行处理，因此该方法便于采用现代数字信号处理技术。但查表法存在表长问题，而预失真表的长度决定预失真结果的精度，预失真函数拟合就是求功放特性函数的逆函数，可以通过给定的功放模型或实测数据获得功放的模型的逆模型，最终实现线性放大。

如图5所示，为数字基带直接预失真线性化原理框图，系统首先利用直接放大的信号(即直接无预失真的直接功放输出信号)反馈到功放特性函数拟合模块进行特性函数拟合，得到功放特性函数f(v)，通过控制精度可以动态地跟踪功放特性函数的变化，然后利用该多项式特性函数构造一个预失真处理模型，对信号进行预失真，再放大得到线性输出。多数功率放大器都可以用典型的TWT功放模型来近似描述，其幅度特性(AM/AM)、相位特性(AM/PM)可如下式表示：

由于功率放大器工作在射频频段，相对于频带较窄的基带信号，其相位的影响可以忽略不计，故对预失真原理的分析可仅考虑幅度特性。

考虑幅度特性，数字基带直接预失真原理如图6所示，图中f(v)为功放的幅度特性曲线，斜线为预失真后的功放线性输出特性函数，斜率为K，表示功放增益，曲线g(v)为输入信号v_i时的预失真函数，v′_i则为输入信号v_i所对应的预失真值，求解预失真值等价于求解非线性方程：

g(v)＝f(v)-K·v_i＝0

因此，对于该方程所描述的预失真模型，需要解决两个问题：即f(v)的表示形式和求解g(v)＝0的具体方法。

一般在对功率放大器非线性特性进行描述时，主要有3种方法，即解析函数法、幂级数法和折线法。由于幂级数法可以方便地分析非线性引起的各种失真，因此可以采用幂级数函数来构造功放的幅度特性函数，如函数表示式：

f(v)＝a₀+a₁v+a₂v₂+…+a_Nv^N

这种幂级数也称为多项式。

将f(v)代入g(v)＝0得到一非线性方程，如下式所示。

g(v)＝a₀+a₁v+a₂v²+…+a_Nv^N-K v_i＝0

可应用Newton法对上述方程进行求解，Newton法是解非线性方程的有效方法，基本思想是将非线性函数线性化，以线性方程的解逐步逼近非线性方程的解，其迭代公式为：

Newton法具有收敛速度快的突出特点，可快速获得方程的实数解。

如图7所示，接收链路模块的操作主要包括：滤波与直流抑制、帧检测与同步、时偏跟踪、正交信号合并和解码。相对发射链路而言，接收链路更为复杂，其设计方案也直接影响读写器的性能。发射链路模块的设计目标主要是满足协议的要求，而接收链路模块的设计目标是提高接收机的灵敏度以及降低信号检测的误帧率。接收链路模块的的流程是：对ADC送来的数据进行滤波和直流抑制；检测数据包的到来和起始位置；恢复接收信号的相位并进行时偏跟踪；将I、Q两路信号进行融合处理；对FM0或Miller子载波调制的数据进行解码；最后对接收数据进行CRC校验。

由于无源标签采用反射的方式来发送信息，所以它需要读写器首先发送一个无调制的连续波信号，然后标签调制自己的天线反射系数，从而反射信号里带有自己的调制信息。由此可知，标签信号的载波频率与读写器发送连续波的频率完全一致。另外，由于读写器的发射天线与接收天线之间不可能做到理想隔离，发射连续波会有一部分泄漏进入接收回路。因此，接收信号下变频以后会包含较高的直流分量。这一直流分量会干扰后续的同步和检测，所以需要对直流分量进行抑制。另外，ADC前面的模拟滤波器可能具有较宽的通带带宽，为了降低噪声和带外干扰的影响，还应在ADC以后进行低通滤波。滤波与直流抑制通常采用的结构是FIR+IIR滤波器的结构，这种结构可有效滤除带外噪声，但在直流抑制方面性能较差，这里采用FIR低通滤波+相关器方式实现，相关器可将基带信号中的直流偏置完全消除，减小之后信号处理的复杂度。

读写器接收标签信号时，有以下三个方面的因素会引起标签基带信号的直流偏置：

1)一体化的读写器天线发射端向接收端的载波泄漏；

2)读写器天线回波直接进入接收通道；

3)标签周围环境中各种障碍物的反射。

以上三个方面的载波信号均与本地载波信号频率相同，载波对消技术可对以上方面的载波信号进行较大程度的抑制，但不能做到完全消除，所以通过零中频结构下变频后，标签返回的基带信号中仍有一定程度的直流偏置，这种直流偏置会极大程度上增加读写器接收标签信号的误码率，导致读写器的接收灵敏度降低，基带信号直流抑制技术的目的是完全消除标签基带信号中的直流偏置，保证读写器的接收灵敏度不受直流偏置干扰的影响，下面从理论上说明这种技术的有效性与可行性。

根据国军标中相关规定，标签返回信号应采用ASK和PSK两种形式，这里假设标签采用ASK调制(标签采用PSK调制时，可得到相同结论)，下变频前的接收通道信号可以建模为：

s_a1(t)＝Af(t)sin(ωt+θ)+Bsin(ωt)+Csin(ωt+φ)+Dsin(ωt+η)-Esin(ωt+φ)+n(t)其中，f(t)为标签信号，取值为0或1；A为标签信号幅度；ω为载波频率；Bsin(ωt)为天线发射端向接收端的泄漏信号，B为幅度，该信号与本地载波信号频率相位完全相同；Csin(ωt+φ)为天线的回波信号，C为幅度；Dsin(ωt+η)为标签周围环境的障碍物反射信号，D为幅度；Esin(ωt+φ)为本地的对消信号，E为幅度；θ、φ、η、φ为相位；n(t)为噪声。

读写器接收标签信号采用I、Q两路的正交下变频结构，设定读写器本地用于下变频的I、Q两路载波信号依次为Fsin(ωt)、Fcos(ωt)，于是可得到下变频后I、Q两路基带信号可表示为：

上式中，令

则n_dcI、n_dcQ即为载波对消后的基带直流偏置信号，这种信号会对数字基带的解调过程造成极大干扰，这里采用相关技术对这种直流干扰信号进行消除，相关采用的本地信号为g_m(t)，该信号为具有奇对称性质标签基带信号单元，由国军标中规定可知，标签返回信号可采用FM0或Miller副载波编码的形式，若标签采用FM0编码，则本地相关信号为FM0编码信号中符号0，若标签采用Miller副载波编码，则本地相关信号为一个副载波周期信号。于是可得，通过相关操作后，I、Q两路信号依次为：

由于n_dcI、n_dcQ为直流信号，g_m(t)具有奇对称的性质，则上式中这两项的相关结果为0，即

由上式可知，直流信号得到了完全消除。同时，由于标签信号的每个跳变沿处也具有奇对称的性质，则标签信号中的所有跳变沿均变成了相关峰，即通过本地相关操作后，标签信号也保留了其完整性。

通过以上分析可知，直流抑制技术的核心操作是相关运算，由于本地相关信号具有奇对称性质，且仅包含+1和-1两种取值，因此可将相关操作中的“乘加”运算简化为“加减”运算，大大降低了运算量。

帧检测的作用是发现数据帧的到来，而同步的作用是找到数据帧的起始位置。在这一过程中，还可以得到接收信号强度的估计，这一估计可以作为RSSI送给上层控制器，或者用来调节射频的放大器增益(AGC)。常用的帧检测方法有两类，一类是能量检测，当发现接收信号的能量突然变大时，可判断为数据包的到来；另一类是基于信号特征的检测，如采用序列相关的方法，因为标签返回信号的前导码都是由一个特殊序列组成的，所以利用相关峰值可以检测数据包的到来。在实际系统中，根据接收信噪比和对检测精度的要求，可以选择使用其中的一类。一般而言，基于能量检测的方法复杂度较低，但虚警和漏警的概率也较大；基于相关峰的方法复杂度较高，但检测性能也较高。为降低检测的虚警与漏警概率，同时考虑到滤波和直流抑制过程中已有了本地信号与接收信号的相关结果，因此，这里采样基于相关峰的方式进行帧检测与同步，同时，利用连续两个相关峰之间的距离可以估计出标签返回的具体频率BLF。

反向链路信号频率BLF是由标签对校准符一和校准符二的估计值计算得到的，因此可能存在较大的误差。如果BLF与AD采样频率之间不是整数倍的关系，那么即使同步模块对BLF的估计非常准确，随着时间的累积，采样点也会出现偏差。当同步模块对BLF的估计不太准确时，这种累积误差会更加严重，因此需要进行时偏跟踪。在数据解码过程中，如果每个码元只在同步时刻得到一个相关值，则无从判断是否有时偏发生。可以在同步时刻两边各1/4码元长度处再计算两个相关值，如果这两个值的大小相同证明没有时偏发生，如果差值超过了一定门限则证明发生了时偏，需要及时调整同步时刻。

读写器接收标签返回信号时，由于本地载波与标签返回信号载波之间存在随机相位差，因此，接收链路需要I、Q两路正交解调的方式接收标签信号，传统的处理方法之一是在I、Q两路信号中选择较强一路作为有效信号进行处理，这种方法最坏情况下可能损失3dB的信噪比；另外一种处理方法是获得I、Q两路信号的相位差，利用查找表的方式将I、Q两路信号合并，但这种方法的精度取决于查找表的深度，查找表深度较大时，需要消耗大量的资源。为克服以上缺点，可以采用I、Q相关结果直接叠加的方式进行信号合并，这种方法对I、Q两位信号的相位差不敏感，同时可提高叠加后信号的信噪比。另外，通过相关技术将标签基带信号中的直流信号消除后，标签信号由脉冲信号变成了相关峰信号，如何准确获得这些相关峰信息，亟待解决的一个问题是如何设置相关峰的检测门限。以上两个方面的问题可通过自适应门限设置与标签正交信号融合技术进行解决。下面从理论上说明这种技术的有效性与可行性。

标签信号通过直流抑制后，表示为如下形式：

上式中，y_I(t)、y_Q(t)均具有极大值和极小值两种相关峰，为了获取相关峰检测门限，首先需要将这两个信号进行绝对值操作，即

获得相关信号的绝对值后，自适应的相关峰检测门限可通过将y_Iabs(t)、y_Qabs(t)两路信号分别进行滑动平均后获得，考虑到标签返回信号中两次跳变沿之间的最大距离为1.5Tpri，Tpri为反向链路基准时钟周期，于是可将滑动平均窗口长度设置为1.5Tpri，I、Q两路的自适应相关门限如下式：

式中，T_s为系统采样时间间隔，(K+1)T_s＝1.5T_pri为滑动平均窗口宽度。

标签基带I、Q两路信号均获得相关峰判决门限后，可通过I、Q两路信号的特性来将两路信号进行融合，具体的准则为：

1)I路出现相关峰极大值的同时Q路也出现相关峰极大值，这种情况下，可能如下几种融合方式：

①y_I(t)>y_refI(t)并且y_Q(t)>y_refQ(t)，融合方式：I路+Q路；

②y_I(t)>y_refI(t)并且y_Q(t)≤y_refQ(t)，融合方式：I路；

③y_I(t)≤y_refI(t)并且y_Q(t)>y_refQ(t)，融合方式：Q路；

④y_I(t)≤y_refI(t)并且y_Q(t)≤y_refQ(t)，融合方式：I路。

2)I路出现相关峰极大值的同时Q路出现相关峰极小值，这种情况下，可能如下几种融合方式：

①y_I(t)>y_refI(t)并且y_Q(t)<-y_refQ(t)，融合方式：I路-Q路；

②y_I(t)>y_refI(t)并且y_Q(t)≥-y_refQ(t)，融合方式：I路；

③y_I(t)≤y_refI(t)并且y_Q(t)<-y_refQ(t)，融合方式：Q路；

④y_I(t)≤y_refI(t)并且y_Q(t)≥-y_refQ(t)，融合方式：I路。

3)I路出现相关峰极小值的同时Q路出现相关峰极大值，这种情况下，可能如下几种融合方式：

①y_I(t)<-y_refI(t)并且y_Q(t)>y_refQ(t)，融合方式：I路-Q路；

②y_I(t)<-y_refI(t)并且y_Q(t)≤y_refQ(t)，融合方式：I路；

③y_I(t)≥-y_refI(t)并且y_Q(t)>y_refQ(t)，融合方式：Q路；

④y_I(t)≥-y_refI(t)并且y_Q(t)≤y_refQ(t)，融合方式：I路。

4)I路出现相关峰极小值的同时Q路也出现相关峰极小值，这种情况下，可能如下几种融合方式：

①y_I(t)<-y_refI(t)并且y_Q(t)<-y_refQ(t)，融合方式：I路+Q路；

②y_I(t)<-y_refI(t)并且y_Q(t)≥-y_refQ(t)，融合方式：I路；

③y_I(t)≥-y_refI(t)并且y_Q(t)<-y_refQ(t)，融合方式：Q路；

④y_I(t)≥-y_refI(t)并且y_Q(t)≥-y_refQ(t)，融合方式：I路。

5)仅I路出现相关峰极大值或极小值，融合方式为I路。

6)仅Q路出现相关峰极大值或极小值，融合方式为Q路。

通过以上分析可知，实现自适应门限设置与标签正交信号融合的主要操作方式有相加、比较和移位等，只有在计算自适应门限的过程中出现了除法操作，这种操作可通过移位方法实现，大大降低了运算量。

因为FM0和Miller编码的特点，每一个比特都对应两种状态，直接用信号极性来判断比较困难，而使用相关检测可以很好地解决此问题。同步完成以后，每个数据码元的采样信号分别与data0的本地波形和data1的本地波形做相关，本地波形只用一种极性，如对FM0编码data0使用s₂(t)，data1使用s₁(t)。比较两个相关值幅度的大小，如果与data0波形的相关值大则判为0，如果与data1波形的相关值大则判为1。

流程控制部分通过控制状态机完成，控制状态机用于控制整个数字基带的工作流程，可分为Idle、Pre-Tx、Tx、Rx、Post-Rx、Process等六个状态，这六个状态之间的转换关系如图8所示。

Idle：处理前一次信号结束后的操作，例如关闭载波，停止信号采集等，然后等待下一次启动的控制变量，打开载波，等待稳定时间，进入Pre-Tx状态。

Pre-Tx：准备将要发射的指令信号，等待T2链接时间后进入Tx状态。在该状态下完成数据生成、编码、组帧等工作。

Tx：发射指令信号，等待指令信号结束标志，然后进入Rx状态。在该状态下完成脉冲成型、调制、发射等工作。

Rx：接收响应信号，等待响应信号结束标志，然后进入Post-Rx状态。在该状态下完成帧检测、解调、解帧、解码等工作。

Post-Rx：分析接收到的响应信号，等待标签状态刷新完毕标志，然后进入Process状态。在该状态下完成数据分析工作。

Process：根据当前指令信息，协议状态机的输出结果，以及协议定义的规则，生成下一条指令的名称和参数，然后进入Pre-Tx状态。如果判断为不需要继续发射下一条指令，则进入Idle状态。

国军标中规定标签可能包含准备、仲裁、应答、鉴别、开放、安全和灭活等七个状态，这些状态之间的跳转关系完全取决于读写器的命令。读写器可以根据当前命令以及标签的响应情况判断标签当前的状态，以辅助控制状态机对后续流程的控制。协议处理用于在读写器本地产生虚拟的标签状态，标签上电后，可设为准备状态。然后，读写器根据当前状态、指令名称、响应结果，生成下一个标签状态。协议处理的另外一个重要功能是实现国军标中的防碰撞算法，完成标签返回信号的碰撞检测功能，控制读写器发送命令的顺序，保证读写器发送命令满足国军标中规定的链接时序。

RFID读写器接口系统主要完成与上位机的信息交互，包括上位机传来的命令的解析和返回给上位机信息的处理等，通过该部分上位机软件可以控制RFID读写器的发射功率、协议控制等。如图9所示，RFID读写器接口系统包括：微内核模块、通信模块、报文解包和封包模块、事件处理模块、报文命令响应模块、完全管理模块和设备驱动模块。微内核模块为整个读写器接口系统的主线程，负责整个系统初始化、对各插件的初始化和监控，维护各插件的上下文信息。各插件可以动态启动和终止，各插件的错误信息汇总到微内核模块。当微内核模块监控到插进进行错误时，会自动重新加载对应的插件，并把情况汇报到中心服务器。通信模块用于实现和上位机的通信，从上位机获取指令信息并把处理后的信息发送到上位机。报文解包和封包模块用于实现对通信模块接收到的报文进行解析，把需要发送的消息进行封包并交付通信模块发送。事件处理模块用于实现对读写器接口协议中事件的处理，读写器接口协议中事件生命周期的维护等。报文命令响应模块按照读写器接口协议规定，实现对应报文的处理，把上层指令分解为对应的FPGA指令。安全管理模块用于实现读写器在整个射频识别系统内的安全认证，数据加解密以及其他安全功能。设备驱动主要用于实现和底层硬件的交互，如和FPGA通信通过总线形式，需要加载对应的总线驱动程序。

综上所述，本发明提供的一种基于RFID数字基带传输的物联网终端系统，包括智能平台系统、RFID读写器接口系统和RFID数字基带传输系统，智能平台系统采用Android操作系统可以为用户提供更高的自由度，并且成本较低；RFID读写器接口系统与上位机通讯连接，上位机可以控制RFID的发射功率和协议控制等；采用RFID数字基带传输，扩展了物联网终端的应用范围，其抗干扰能力强，差错可控，且保密性好；RFID数字基带传输系统的发射链路模块可以保证物联网终端命令数据帧的完整性、时间精度、频谱特性和调制特性满足协议中的各项规定；RFID数字基带传输系统的接收链路可以提高灵敏度及降低信号检测的误帧率；采用FIR低通滤波加相关器的结构可将基带信号中的直流偏置完全消除，减小后续过程信号处理的复杂度。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等同变换，或直接或间接运用在相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。