一种基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法与流程

本发明属于综合信息处理技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法。

背景技术：

飞行器综合信息处理是信息网络的有机组成部分和重要节点。随着应急通信需要处理的信息量越来越大，传输的信息越来越多，传统的无线电通信方式已明显不适应现代高科技条件下的对突发情况处置的要求。因此，必须建设一套高效适用的统一信号模型下的测控通信实现方法，解决日益增长的功能任务种类和性能需求之间的矛盾。综合信息处理必须在有限的物理信道中同时提供包括通信、导航、测控飞行控制和信息支持等综合任务处理能力。

传统飞行器受信息载荷功能单一的限制，必须搭载多个不同功能的载荷设备来同时实现所需的综合任务。同时考虑到飞行器载荷冗余性、可靠性，这就要求飞行器具有较强的有效载荷承载能力；另一方面，随着飞行器飞行速度、高度和机动性能等方面的不断提高，机体设计普遍采用一体化设计，造成包括装载空间、承载重量以及供电能力等方面在内的飞行器有效载荷承载能力严格受限。因此统一信号模型下的测控通信实现方法由“功能综合”发展为“结构综合”，正在向一体化柔性可重构架构演进。

本发明提出了一种基于UQPSK的，在同一信号模型中同时实现遥测、遥控、通信功能的信号模型。该发明基于软件无线电架构，极大的利用了信号传输中携带的各种信息，在同一信号模型架构下，可以同时获得遥测、遥控、通信信号，并且各路信号间无交互干扰。实现距离、速度、角度的实时测量后，可以根据外测信息完成相对定位，完成飞行器导航辅助功能。改变了传统信号模型下单一传感器只能获得单一信息的局限性。该架构采用统一、标准的模块化体系结构，实现了在有限资源、有限空间内的多任务测控通信需求，并且可根据实际任务需求和资源使用情况，动态调整资源划分，实现通信、导航、测控、飞行控制和信息支持等综合任务处理。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法，在同一信号模型中对飞行器同时实现遥测、遥控、通信等测控通功能。

为实现上述发明目的，本发明基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法，其特征在于，包括以下步骤：

(1)、UQPSK发生器产生上/下行链路信号；

上行链路信号包括：原始UQPSK调制上行链路信号s_{UQPSK_UP}(t)、原始I路PN码信号PN₁(t)、原始Q路PN码信号PN₂(t)和原始遥控数据信号S_data(t)；

下行链路信号包括：原始UQPSK调制下行链路信号s_{UQPSK_DOWN}(t)、原始PN码信号PN(t)和原始通信数据信号S_data(t)；

(2)、在UQPSK统一信号模型下对上/下行链路信号实现测控通信；

(2.1)、在UQPSK统一信号模型下对上行链路信号实现测控通信；

(2.1.1)、将s_{UQPSK_UP}(t)输入到信道衰落子模块，信道衰落子模块模拟无线通信信道对s_{UQPSK_UP}(t)增加时延τ、多普勒频偏f_d及高斯白噪声，其输出端模拟接收机收到的UQPSK信号，再将UQPSK信号分别输入到捕获子模块和相关干涉子模块；

(2.1.2)、捕获子模块收到UQPSK信号后，对UQPSK信号依次进行一级粗捕获和二级精捕获；

1)、一级粗捕获：UQPSK信号乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt后，再对比各路信号乘积，找出其幅值最大的点对应的信号，标记为捕获信号，捕获信号的频率f₀+f_d则对应本振序列的频率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒频偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO为本振序列的频率，f₀为s_{UQPSK_UP}(t)的频率，Δf表示本振频率间隔，i表示第i个本振；

捕获信号分别与两路互相正交的本地PN码PN₁(t)、PN₂(t)自相关，得到PN码码偏P_PN1、P_PN2，其中PN₁(t)、PN₂(t)的阶数均为N，长度为2^N-1；

利用PN码码偏P_PN1、P_PN2修正本地线性移位寄存器，得到修正后的I路扩频码和Q路扩频码；

利用PN码码偏与距离的关系求得目标距离D：

其中，c表示光速；

2)、二级精捕获：缩短本振频率间隔Δf'，重复上述一级粗捕获过程，获得多普勒粗频偏f_d”；

最后将多普勒载波粗频偏f_d”和目标距离D送入输出显示模块,将多普勒载波粗频偏f_d”和PN码码偏P_PN1、P_PN2送入跟踪子模块；

(2.1.3)、跟踪子模块收到UQPSK信号后，利用双路载波跟踪环获取误差频率分量Δf_d，完成载波频率精确跟踪；同时还利用码跟踪环获取PN码的相位误差信号，完成PN码的精确跟踪，获得进一步修正后的解调I路扩频码和解调Q路扩频码；

当跟踪子模块内的双路载波跟踪环和码跟踪环都达到稳定时，获取解调遥控数据信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗频偏f_d”和误差频率分量Δf_d计算出多普勒精频偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精频偏与速度的关系，计算出目标速度

最后，将多普勒载波精频偏信号f_d与解调遥控数据信号S_data(t+τ)输出至显示模块显示，以及将解调I路扩频码、解调Q路扩频码、解调遥控数据信号S_data(t+τ)反馈给数据结果比较子模块；

(2.1.4)、相关干涉子模块采用多元天线阵列接收UQPSK信号，再用接收到的信号乘以进一步修正后的解调I路扩频码，乘积信号标记为s_{UQPSK_PN_UP}(t)，再对s_{UQPSK_PN_UP}(t)进行希尔伯特变化并作为虚数与原始s_{UQPSK_PN_UP}(t)相加，即s_complex(t)＝s_{UQPSK_PN_UP}(t)+jH[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]，再将得到的信号依次进行A/D变换和DDC变换，最后选取不相邻的两路信号进行相关干涉运算，进而计算出俯仰角和方位角，并输出至显示模块显示；

(2.1.5)、数据结果比较子模块比较原始数据与处理后的数据，计算出各类信号的误码率，并输出显示模块显示；

(2.2)、在UQPSK统一信号模型下对下行链路信号实现测控通信；

(2.2.1)、将s_{UQPSK_DOWN}(t)输入到信道衰落子模块，信道衰落子模块模拟无线通信信道对s_{UQPSK_DOWN}(t)增加时延τ、多普勒频偏f_d及高斯白噪声，其输出端模拟接收机收到的UQPSK信号，再将UQPSK信号分别输入到捕获子模块和相关干涉子模块；

(2.2.2)、捕获子模块收到UQPSK信号后，对UQPSK信号进行一级粗捕获和二级精捕获；

1)、一级粗捕获：UQPSK信号乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt后，再对比各路信号乘积，找出其幅值最大的点对应的信号，标记为捕获信号，捕获信号的频率f₀+f_d则对应本振序列的频率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒频偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO为本振序列的频率，f₀为s_{UQPSK_DOWN}(t)的频率，Δf表示本振频率间隔，i表示第i个本振；

捕获信号与本地PN码PN(t)自相关得到PN码码偏P，PN(t)的阶数均为N，长度为2^N-1；

利用PN码码偏P修正本地线性移位寄存器，得到修正后的I路扩频码；

利用PN码码偏P与距离的关系求得目标距离D：

其中，c表示光速；

2)、二级精捕获：缩短本振频率间隔Δf'，重复上述一级粗捕获过程，获得多普勒粗频偏f_d”；

最后将多普勒载波粗频偏f_d”和目标距离D送入输出显示模块；将多普勒载波粗频偏f_d”和PN码码偏P送入跟踪子模块

(2.2.3)、跟踪子模块收到UQPSK信号后，利用双路载波跟踪环获取误差频率分量Δf_d，完成载波频率精确跟踪；同时还利用码跟踪环获取PN码的相位误差信号，完成PN码的精确跟踪，获得进一步修正后的解调I路扩频码；

当跟踪子模块内的双路载波跟踪环和码跟踪环都达到稳定时，获取解调通信数据信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗频偏f_d”和误差频率分量Δf_d计算出多普勒精频偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精频偏与速度的关系，计算出目标速度

最后，将多普勒载波精频偏f_d与解调通信数据信号S_data(t+τ)输出至显示模块显示，以及将解调I路扩频码和解调通信数据信号S_data(t+τ)反馈给数据结果比较子模块；

(2.2.4)、相关干涉子模块采用多元天线阵列接收UQPSK信号，再用接收到的信号乘以进一步修正后的解调I路扩频码，乘积信号标记为s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再把s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)作为虚数与其希尔伯特变化相减，即s_complex(t)＝-H[s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)]+js_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再将得到的信号依次进行A/D变换和DDC变换，最后选取不相邻的两路信号进行相关干涉运算，进而计算出俯仰角和方位角，并输出至显示模块显示；

(2.2.5)、数据结果比较子模块比较原始数据与处理后的数据，计算出各类信号的误码率，并输出显示模块显示。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法，打破传统遥测、遥控、通信功能功分立进行的工作模式，利用UQPSK的非均衡性完成外测数据与遥控/通信数据的传输，利用扩频码的伪随机和相关特性完成目标速度、距离、角度信息的获取。该架构极大的利用了信号传输中携带的各种信息，在同一信号模型架构下，可以同时获得遥测、遥控、通信信号，并且各路信号间无交互干扰。上下行链路均采用统一、标准的模块化体系结构，在最大化的利用了硬件资源和载荷空间的同时，保证了测控通信系统的有效运作。因而，具有非常好的扩展性和灵活性，有效解决了当今测控通信数据容量日益增长与空间、资源受限的矛盾。

同时，本发明基于UQPSK统一信号模型下的测控通信实现方法还具有以下有益效果：

(1)、改变了原有多源信息处理体系，将传统的信息融合方式改进为信号融合。将信息融合先解码再融合的处理流程化简为直接处理，减少了硬件资源的消耗；同时极大的缩短了处理时间，减少了时间资源的耗费。

(2)、采用自顶向下的模块化设计，每个功能模块具备相对独立性、互换性和通用性的特征。方便模块的重用、升级、维修和回收，快速应对测控通信系统功能需求的变化。

(3)、可根据实际任务需求和资源使用情况，完成动态资源划分，实现通信、导航、测控、飞行控制和信息支持等综合任务处理；

附图说明

图1是本发明基于UQPSK统一信号模型下对上行链路信号实现测控通信原理框图；

图2是本发明基于UQPSK统一信号模型下对下行链路信号实现测控通信原理框图；

图3是捕获子模块的一种具体实施方式结构图；

图4是跟踪子模块的一种具体实施方式结构图；

图5是7元均匀圆阵接收模型。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

为了方便描述，先对具体实施方式中出现的相关专业术语进行说明：

UQPSK(Unbalanced Quadrature Phase Shift Keying)：非均衡正交相移键控

PN码(Pseudo-Noise Code)：伪随机码序列

I路/I通道(In-Phase Components)：同向分量路/同向分量通道

Q路/Q通道(Quadrature Components)：正交分量路/正交分量通道

A/D(Analog to Digital)：模数转换

DDC(Digital Down Converter)：数字下变频

图1是本发明基于UQPSK统一信号模型下对上行链路信号实现测控通信原理框图。

图2是本发明基于UQPSK统一信号模型下对下行链路信号实现测控通信原理框图。

在本实施例中，本发明在基于UQPSK信号模型下，I通道用于传输窄带信息数据、Q通道用于传输宽带数据信号。由于遥测、遥控、通信功能对于信号功率的需求不同，I/Q两路信道的功率比为其中A_I、A_Q分别为I/Q两路通道的幅值，各占和在上行信道中，I路传输扩频码用于测速、测距、测角；Q路传输扩频遥控信号。在下行信道中，I路传输传输扩频码用于测速、测距、测角；Q路传输通信信号。

结合上、下行信道中，所述通道的分工对本发明进行详细说明，具体包括以下步骤：

(1)、UQPSK发生器产生上/下行链路信号；

上行链路信号包括：原始UQPSK调制上行链路信号s_{UQPSK_UP}(t)、原始I路PN码信号PN₁(t)、原始Q路PN码信号PN₂(t)和原始遥控数据信号S_data(t)；

其中，上行链路的信号形式表示为：

s_{UQPSK_UP}(t)＝A_IPN₁(t)cos(2πf₀t)+A_QPN₂(t)S_data(t)sin(2πf₀t)

其中，f₀为s_{UQPSK_UP}(t)的频率；

下行链路信号包括：原始UQPSK调制下行链路信号s_{UQPSK_DOWN}(t)、原始PN码信号PN(t)和原始通信数据信号S_data(t)；

下行链路的信号形式表示为：

s_{UQPSK_DOWN}(t)＝A_IPN(t)cos(2πf₀t)+A_QS_data(t)sin(2πf₀t)；

(2)、在UQPSK统一信号模型下对上/下行链路信号实现测控通信；

(2.1)、结合图1，在UQPSK统一信号模型下对上行链路信号实现测控通信的具体流程为：

(2.1.1)、将s_{UQPSK_UP}(t)输入到信道衰落子模块，信道衰落子模块模拟无线通信信道对s_{UQPSK_UP}(t)增加时延τ、多普勒频偏f_d及高斯白噪声，其输出端模拟接收机收到的UQPSK信号，再将UQPSK信号分别输入到捕获子模块和相关干涉子模块；

输出端模拟接收机收到的UQPSK信号为：

s_UQPSK(t)＝A_IPN₁'(t+τ)cos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+A_QPN₂'(t+τ)S_data(t+τ)sin[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n(t)

其中，n(t)为加性高斯白噪声，可以表示为：

n(t)＝n_I(t)cos2πf₀t+n_Q(t)sin2πf₀t；

(2.1.2)、如图3所示，捕获子模块收到UQPSK信号后，对UQPSK信号依次进行一级粗捕获和二级精捕获；

1)、一级粗捕获：UQPSK信号乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt后，再对比各路信号乘积，找出其幅值最大的点对应的信号，标记为捕获信号，捕获信号的频率f₀+f_d则对应本振序列的频率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒频偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO为本振序列的频率，f₀为s_{UQPSK_UP}(t)的频率，Δf表示本振频率间隔，i表示第i个本振；

在本实施例中，取21路并行的本振序列，即：

f_LO＝{f₀-10Δf,f₀-9Δf,f₀-8Δf,f₀-7Δf,f₀-6Δf,f₀-5Δf,f₀-4Δf,f₀-3Δf,f₀-2Δf,f₀-Δf,0,

f₀+Δf,f₀+2Δf,f₀+3Δf,f₀+4Δf,f₀+5Δf,f₀+6Δf,f₀+7Δf,f₀+8Δf,f₀+9Δf,f₀+10Δf}

则需要比对21路信号的乘积，那么一级粗捕获获取的信号为：

S_capture(t)＝S_UQPSK'(t)(cos2πf_LOt+j sin2πf_LOt)

经低通滤波后可得信号：

由此可以求得近似的多普勒频移f_d'＝f_LO-f₀。

捕获信号分别与两路互相正交的本地PN码PN₁(t)、PN₂(t)自相关，得到PN码码偏P_PN1、P_PN2，其中PN₁(t)、PN₂(t)的阶数均为N，长度为2^N-1，用于完成测速、测距、测角功能；

利用PN码码偏P_PN1、P_PN2修正本地线性移位寄存器，得到修正后的I路扩频码和Q路扩频码；

利用PN码码偏与距离的关系求得目标距离D：

其中，c表示光速；

2)、二级精捕获：缩短本振频率间隔Δf'，重复上述一级粗捕获过程，获得多普勒粗频偏f_d”；

最后将多普勒载波粗频偏f_d”和目标距离D分别送入输出显示模块和跟踪子模块；

(2.1.3)、跟踪子模块收到UQPSK信号后，利用双路载波跟踪环获取误差频率分量Δf_d，完成载波频率精确跟踪；同时还利用码跟踪环获取PN码的相位误差信号，完成PN码的精确跟踪，获得进一步修正后的解调I路扩频码和解调Q路扩频码；

当跟踪子模块内的双路载波跟踪环和码跟踪环都达到稳定时，获取解调遥控数据信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗频偏f_d”和误差频率分量Δf_d计算出多普勒精频偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精频偏与速度的关系，计算出目标速度

最后，将多普勒载波精频偏信号f_d与解调遥控数据信号S_data(t+τ)输出至显示模块显示，以及将解调I路扩频码、解调Q路扩频码、解调遥控数据信号S_data(t+τ)反馈给数据结果比较子模块；

在本实施例中，如图4所示，接收到的UQPSK信号经过载波同步数字鉴相模块产生载波相位误差信号ε_e，将误差值ε_e送入环路滤波器，滤除高频分量和噪声，得出的结果调整数控振荡器(NCO)，最后输出一个精确的PN码时钟f_code。载波跟踪依赖于扩频码的捕获和跟踪，而码跟踪环采用基带信号处理的积分和清零处理，又依赖载波信号的载波解调，因此，接收基带的码跟踪环和载波跟踪环是相互关联的。

接收信号S_UQPSK'(t)分别乘以本振信号的同相分量和正交分量与其中，为环路在跟踪过程中本振相位的变化值。再分别与相互正交的两路本地扩频码PN₁(t)、PN₂(t)相乘，再低通滤波后，得到四路信号。当环路稳定后有四路信号近似如下：

其中，S_IC1'(t)为S_UQPSK'(t)乘以本振信号的同相分量和PN₁(t)，S_IC2'(t)S_IC1'(t)为S_UQPSK'(t)乘以本振信号的同相分量和PN₂(t)，S_QC1'(t)S_IC1'(t)为S_UQPSK'(t)乘以本振信号的正交分量和PN₁(t)，S_QC2'(t)S_IC1'(t)为S_UQPSK'(t)乘以本振信号的正交分量和PN₂(t)，对S_QC2'(t)进行01判决即可获得调遥控数据信息S_data(t+τ)。

(2.1.4)、相关干涉子模块采用多元天线阵列接收UQPSK信号，再用接收到的信号乘以进一步修正后的解调I路扩频码，乘积信号标记为s_{UQPSK_PN_UP}(t)，再对s_{UQPSK_PN_UP}(t)进行希尔伯特变化并作为虚数与原始s_{UQPSK_PN_UP}(t)相加，即s_complex(t)＝s_{UQPSK_PN_UP}(t)+jH[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]，再将得到的信号依次进行A/D变换和DDC变换，最后选取不相邻的两路信号进行相关干涉运算，进而计算出俯仰角和方位角，并输出至显示模块显示；

在本实施例中，利用余弦函数作为代价函数的相关干涉算法，构建如图5所示的阵列半径为R的7元均匀圆阵接收模型。

以阵元0作为参考阵元，其他阵元与阵元0组成六组阵元对，求解六组阵元的相位差。俯仰角θ范围为0°～90°，方位角范围为0°～360°，方位角以5°为单位、俯仰角以2°为单位建立相位差样本库。在上面的七阵元中，可以取得(0，1)，(0，2)，(0，3)，(0，4)，(0，5)，(0，6)六组不同的相位差矢量，从而构成一个样本矩阵。

对接收到的信号s_UQPSK(t)乘以本地修正后的解调I路扩频码可得：

s_UQPSK'(t)＝s_UQPSK'(t)PN₁'(t+τ)＝A_Icos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n'(t)

其中PN₁'(t+τ)为修正后的I路扩频码，n'(t)为乘以修正后的解调I路扩频码后的噪声信号；

不考虑加性高斯白噪声，可抽象为信号：

s_{UQPSK_PN_UP}(t)＝a(t)cos(2πf_ct+φ)

其中有：

f_c＝f₀+f_d

其中，f_c为接收信号中心频率，φ为随机初始相位。

对接收信号做希尔伯特变化可以得到

H[s_{UQPSK_PN_UP}(t)]＝-a(t)cos(2πf_ct+φ)

定义：

如果以圆心为参考点，则天线阵元m接收到的信号可表示为：

其中n_m(t)为阵元m接收到的高斯白噪声，且E(n_m(t))＝0，D(n_m(t))＝σ²。τ_m代表阵元m相对参考点的时延。

x_m(t)经过A/D、DDC之后变为：

其中Δf_DDC为经DDC后剩余载频差，T_s为采样间隔。

对x_m(n)、x_n(n)进行N点的FFT变换运算：

其中，a(ω)为x_m(ω)、x_n(ω)的幅度信息，φ_m(ω)、φ_n(ω)分别为x_m(ω)、x_n(ω)的相位信息，n_m(ω)、n_n(ω)分别为x_m(ω)、x_n(ω)的噪声信息。

x_m(ω)与x_n(ω)作互相关运算得到：

这里假设不同阵元接收到的信号互不相关，则有：

对r_m,n(ω)取相位可以得到相位差φ_m,n，通过对不同阵元的处理，可以得到不同的相位差。

以阵元0为参考阵元，可以测得(0，1)，(0，2)，(0，3)，(0，4)，(0，5)，(0，6)六组不同数据组成的相位差矢量φ，把它同ψ_ij(i＝2,4,6,...,90；j＝5,10,15,...,360)分别作比较运算。其中ψ_ij为样本库中存入的相位差数据，以2°为刻度划分俯仰角范围得到的样本点为i，以5°为刻度划分方位角范围得到的样本点为j。

与样本库的数据作相关比较运算的表达式：

ρ＝(∑cos(ψ_ij-φ))/(M-1)

ρ的最大值对应的方位角即来波方位角，而每个方位角对应的最大值即来波俯仰角。由此可以测出俯仰角θ、方位角的角度信息。

(2.1.5)、数据结果比较子模块比较原始数据与处理后的数据，计算出各类信号的误码率，并输出显示模块显示；

(2.2)、结合图2，在UQPSK统一信号模型下对下行链路信号实现测控通信的具体流程为；

(2.2.1)、将s_{UQPSK_DOWN}(t)输入到信道衰落子模块，信道衰落子模块模拟无线通信信道对s_{UQPSK_DOWN}(t)增加时延τ、多普勒频偏f_d及高斯白噪声，其输出端模拟接收机收到的UQPSK信号，再将UQPSK信号分别输入到捕获子模块和相关干涉子模块；

其中，输出端模拟接收机收到的UQPSK信号为：

s_UQPSK(t)＝A_IPN'(t+τ)cos[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+A_QS_data(t+τ)sin[2π(f₀+f_d)(t+τ)]+n(t)

其中，n(t)为加性高斯白噪声，还可以表示为：

n(t)＝n_I(t)cos2πf₀t+n_Q(t)sin2πf₀t；

(2.2.2)、捕获子模块收到UQPSK信号后，对UQPSK信号进行一级粗捕获和二级精捕获；

1)、一级粗捕获：UQPSK信号乘以本地并行的本振序列cos2πf_LOt后，再对比各路信号乘积，找出其幅值最大的点对应的信号，标记为捕获信号，捕获信号的频率f₀+f_d则对应本振序列的频率f_LO＝f₀+iΔf，由此求得近似的多普勒频偏f_d'＝f_LO-f₀；其中，f_LO为本振序列的频率，f₀为s_{UQPSK_DOWN}(t)的频率，Δf表示本振频率间隔，i表示第i个本振；

在本实施例中，同样取21路并行的本振序列，即：

f_LO＝{f₀-10Δf,f₀-9Δf,f₀-8Δf,f₀-7Δf,f₀-6Δf,f₀-5Δf,f₀-4Δf,f₀-3Δf,f₀-2Δf,f₀-Δf,0,

f₀+Δf,f₀+2Δf,f₀+3Δf,f₀+4Δf,f₀+5Δf,f₀+6Δf,f₀+7Δf,f₀+8Δf,f₀+9Δf,f₀+10Δf}则也需要比对21路信号的乘积，那么一级粗捕获获取的信号为：

S_capture(t)＝S_UQPSK'(t)cos2πf_LOt

经低通滤波后可得信号：

由此可以求得近似的多普勒频移f_d'＝f_LO-f₀

捕获信号与本地PN码PN(t)自相关得到PN码码偏P，PN(t)的阶数均为N，长度为2^N-1，同样用于完成测速、测距、测角功能；

利用PN码码偏P修正本地线性移位寄存器，得到修正后的I路扩频码；

利用PN码码偏P与距离的关系求得目标距离D：

其中，c表示光速；

2)、二级精捕获：缩短本振频率间隔Δf'，重复上述一级粗捕获过程，获得多普勒粗频偏f_d”；

最后将多普勒载波粗频偏f_d”和目标距离D分别送入输出显示模块和跟踪子模块；

(2.2.3)、跟踪子模块收到UQPSK信号后，利用双路载波跟踪环获取误差频率分量Δf_d，完成载波频率精确跟踪；同时还利用码跟踪环获取PN码的相位误差信号，完成PN码的精确跟踪，获得进一步修正后的解调I路扩频码；

当跟踪子模块内的双路载波跟踪环和码跟踪环都达到稳定时，获取解调通信数据信息S_data(t+τ)；

利用多普勒粗频偏f_d”和误差频率分量Δf_d计算出多普勒精频偏f_d＝f_d”+Δf_d；

利用多普勒精频偏与速度的关系，计算出目标速度

最后，将多普勒载波精频偏f_d与解调通信数据信号S_data(t+τ)输出至显示模块显示，以及将解调I路扩频码和解调通信数据信号S_data(t+τ)反馈给数据结果比较子模块；

在本实施例中，接收信号S_UQPSK'(t)分别乘以本振信号的同相分量和正交分量与再低通滤波后，得到两路信号。当环路稳定后有两路信号近似如下：

其中，S_I'(t)为S_UQPSK'(t)乘以本振信号的同相分量，S_Q'(t)乘以本振信号的正交分量，对S_Q'(t)进行01判决即可获得解调通信数据信息S_data(t+τ)。

(2.2.4)、相关干涉子模块采用多元天线阵列接收UQPSK信号，再用接收到的信号乘以进一步修正后的解调I路扩频码，乘积信号标记为s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再把s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)作为虚数与其希尔伯特变化相减，即s_complex(t)＝-H[s_{UQPSK_PN_DOWN}(t)]+js_{UQPSK_PN_DOWN}(t)，再将得到的信号依次进行A/D变换和DDC变换，最后选取不相邻的两路信号进行相关干涉运算，进而计算出俯仰角和方位角，并输出至显示模块显示；

相关干涉子模块在下行链路和上行链路中的工作原理相同，在此不再赘述。

(2.2.5)、数据结果比较子模块比较原始数据与处理后的数据，计算出各类信号的误码率，并输出显示模块显示。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。