物理帧中前导符号的生成方法与流程

本申请是原案的分案申请，原案的申请号201410184919.0，申请日2014年5月4日，发明创造名称《物理帧中前导符号的生成方法》。

本发明涉及无线广播通信技术领域，特别涉及一种物理帧中前导符号的生成方法。

背景技术：

通常为了使ofdm系统的接收端能正确解调出发送端所发送的数据，ofdm系统必须实现发送端和接收端之间准确可靠的时间同步。同时，由于ofdm系统对载波的频偏非常敏感，ofdm系统的接收端还需要提供准确高效的载波频谱估计方法，以对载波频偏进行精确的估计和纠正。

目前，ofdm系统中实现发送端和接收端时间同步的方法基本是基于前导符号来实现的。前导符号是ofdm系统的发送端和接收端都已知的符号序列，前导符号做为物理帧的开始(命名为p1符号)，p1符号在每个物理帧内只出现一次，它标志了该物理帧的开始。p1符号的用途包括有：

1)使接收端快速地检测以确定信道中传输的是否为期望接收的信号；

2)提供基本传输参数(例如fft点数、帧类型信息等)，以使接收端可以进行后续接收处理；

3)检测出初始载波频偏和定时误差，进行补偿后达到频率和定时同步。

dvb_t2标准中提出了基于cab时域结构的p1符号设计，较好地实现了上述功能。但是，在低复杂度接收算法上仍然有一些局限。例如，在1024、542、或者482个符号的长多径信道时，利用cab结构进行定时粗同步会发生较大偏差，导致频域上估计载波整数倍频偏出现错误。另外，在复杂频率选择性衰落信道时，dbpsk差分解码也可能会失效。而且，由于dvb_t2时域结构中没有循环前缀，若和需要进行信道估计的频域结构组合，将造成其频域信道估计性能严重下降的问题。

技术实现要素：

本发明解决的问题是目前dvb_t2标准及其他标准中，dvb_t2时域结构中没有循环前缀，不能适用于相干检测，而且前导符号在复杂频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

为解决上述问题，本发明实施例提供了一种物理帧中前导符号的生成方法，包括如下步骤：对预定长度的频域ofdm符号作离散傅里叶反变换以得到时域ofdm符号；确定循环前缀长度；从所述时域ofdm符号截取所述循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀；基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号；基于所述循环前缀、所述时域ofdm符号和所述调制信号生成前导符号。

可选的，所述确定循环前缀长度包括：根据无线广播通信系统需要对抗的多径长度来确定循环前缀长度。

可选的，所述循环前缀长度等于或者小于所述预定长度。

可选的，所述基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号包括：设置一个频移序列；将所述循环前缀长度的时域ofdm符号或者部分所述循环前缀长度的时域ofdm符号乘以所述频移序列以得到所述调制信号。

可选的，所述基于所述循环前缀、所述时域ofdm符号和所述调制信号生成前导符号包括：将所述循环前缀拼接在所述时域ofdm符号的前部作为保护间隔，并将所述调制信号拼接在所述ofdm符号的后部作为调制频偏部分以生成前导符号。

可选的，所述预定长度为1024、所述循环前缀长度和所述调制信号的长度为512。

可选的，所述频偏序列的频偏值根据时域ofdm符号对应的子载波间隔或者根据调制信号的长度来确定。

可选的，在所述基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号之后还包括：

确定所述调制信号的长度；

基于该调制信号的长度，在所述时域ofdm符号中用于截取循环前缀的部分时域ofdm符号中，通过选择不同的起始位置传输信令信息。

可选的，所述信令信息包括hook信息、发射机标志信息或者其他传输参数。

可选的，所述预定长度为1024、所述循环前缀长度为576、所述调制信号的长度为448；通过设置2个不同起点，调制信号从时域ofdm符号的第449个采样点作为起始位置，或者从时域ofdm符号的第577个作为起始位置来承载1比特信令。

可选的，所述预定长度为1024、所述循环前缀长度为1024或960、所述调制信号的长度为512；通过设置8个不同起点，调制信号分别从时域ofdm符号的第65个采样点、第129个采样点、第193个采样点、第257个采样点、第321个采样点、第385个采样点、第449个采样点、第513个采样点作为起始位置来承载3比特信令。

与现有技术相比，本发明技术方案具有以下有益效果：

根据本发明实施例提供的物理帧中前导符号的生成方法，根据不同的信道环境确定循环前缀长度，并从时域ofdm符号截取所述循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀，从而解决了频域信道估计性能下降的问题。并且基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小数倍频偏估计性能和定时同步性能。

进一步地，调制信号中可取时域ofdm符号中复制给循环前缀的部分或者全部数据段，并通过选择不同的起始位置传输信令信息。

更进一步地，利用时域ofdm符号的调制信号与时域ofdm符号的结构(作为前导符号)保证了在接收端利用延迟相关可以得到明显的峰值。并且，在生成该前导符号过程中，设计时域ofdm符号的调制信号可以避免接收端受到连续波干扰或者单频干扰，或者出现与调制信号长度等长的多径信道，或者接收信号中保护间隔长度和调制信号的长度相同时出现误检测峰值。

附图说明

图1是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图；

图2是利用图1所示的物理帧中前导符号的生成方法生成的前导符号的cab结构示意图。

具体实施方式

发明人发现目前dvb_t2标准及其他标准中，dvb_t2时域结构中没有循环前缀，而且前导符号在频率选择性衰落信道下低复杂度接收算法检测出现失败概率的问题。

针对上述问题，发明人经过研究，提供了一种物理帧中前导符号的生成方法。在时域结构中设置了循环前缀，解决了频域信道估计性能下降的问题，利用该循环前缀部分的全部或部分数据段生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小频偏和定时同步性能。进一步地，保证了载波频率偏差在-500khz至500khz范围内接收端仍可以处理接收信号。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更为明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。

如图1所示的是本发明的一种物理帧中前导符号的生成方法的具体实施方式的流程示意图。参考图1，物理帧中前导符号的生成方法包括如下步骤：

步骤s11：对预定长度的频域ofdm符号作离散傅里叶反变换以得到时域ofdm符号；

步骤s12：确定循环前缀长度；

步骤s13：从所述时域ofdm符号截取所述循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀；

步骤s14：基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号；

步骤s15：基于所述循环前缀、所述时域ofdm符号和所述调制信号生成前导符号。

在本实施例中，如步骤s11所述，对预定长度的频域ofdm符号作离散傅里叶反变换以得到时域ofdm符号。

本步骤所述的离散傅里叶反变换是常用的将频域信号转换成时域信号的方式，在此不予赘述。

p1_xi作离散傅里叶反变换后得到时域ofdm符号：

其中，m为有效非零子载波的个数。

如步骤s12所述，确定循环前缀长度。

与现有技术不同，在本实施例中，需要在时域ofdm符号前添加循环前缀(cp)，无线广播通信系统可以根据不同的信道环境来确定该循环前缀长度(设为ncp)。例如，可以根据无线广播通信系统需要对抗的多径长度来确定循环前缀长度。也就是说，在生成前导符号时，无线广播通信系统已能确定该前导符号所需要对抗的多径长度，并以此确定循环前缀。

如步骤s13所述，从所述时域ofdm符号截取所述循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀。

在本实施例中，所述循环前缀长度等于或者小于所述预定长度。以所述预定长度为1024为例，所述循环前缀长度可以是1024或者小于1024。优选地，所述循环前缀长度为512，也就是说，在本步骤中，截取该时域ofdm符号的后半部分(长度为512)作为循环前缀，从而解决了频域信道估计性能下降的问题。

如步骤s14所述，基于上述截取的所述循环前缀长度的时域ofdm符号生成调制信号。在实践中，调制信号的长度不能超出循环前缀部分的长度。

具体地，本步骤包括：

1)设置一个频移序列；

2)将所述循环前缀长度的时域ofdm符号或者部分所述循环前缀长度的时域ofdm符号乘以所述频移序列以得到所述调制信号。

例如，设ncp为确定的循环前缀长度，lenb为调制信号的长度。设na为时域ofdm符号的长度，设时域ofdm符号的采样点序号为0,1,…na-1.设n1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域ofdm符号的采样点序号，n2为选择复制给调制信号段的终点对应的时域ofdm符号采样点序号。其中，

n2＝n1+lenb-1

为了便于描述，将时域ofdm符号分成2部分，第一段是未截取作为循环前缀的前部，第二段是截取作为循环前缀的后部。若截取时域ofdm符号全部作为循环前缀，则第一段为0长度。n1一定落在第二段中，即选择给调制信号段的那部分时域ofdm符号的范围不会超出截取作为循环前缀的那部分时域ofdm符号的范围。

如图2所示，a段表示时域ofdm符号，c段表示循环前缀，b段表示调制信号。该频移序列为其中fsh可选取为时域ofdm符号对应的频域子载波间隔即1/nat，其中t为采样周期，na为时域ofdm符号的长度，在本例中，na为1024，取fsh＝1/1024t。为了使相关峰值尖锐，fsh也可以选择为1/(lenbt)。当lenb＝ncp时，fsh＝1/ncpt。比如lenb＝ncp＝512时，fsh＝1/512t。

在其他实施例中，m(t)也可以被设计成其他序列，如m序列或一些简化的窗序列等。

该部分时域ofdm符号的调制信号为p1_b(t)，p1_b(t)是通过该部分时域ofdm符号乘以频移序列m(t)得到，即p1_b(t)为：

其中，n1为选择复制给调制信号段的起点对应的时域ofdm符号的采样点序号。

如步骤s15所述，基于所述循环前缀、所述时域ofdm符号和所述调制信号生成前导符号。

具体地，将所述循环前缀拼接在所述时域ofdm符号的前部作为保护间隔，并将所述调制信号拼接在所述ofdm符号的后部作为调制频偏序列以生成前导符号，如图2所示。

例如，前导符号可以根据采用如下时域表达式：

在一个优选实施例中，所述预定长度na＝1024；ncp为所述预定长度的一半，即当na＝1024时，ncp＝512。

当不需用该前导符号的时域结构传输信令时，在产生调制信号时，仅取一个固定的起点。优选地，设置lenb＝ncp且n1＝na-ncp，即

当na＝1024，ncp＝512时，lenb＝512，n1＝512。

进一步地，在上述步骤s14之后还包括如下步骤：

1)确定所述调制信号的长度；

2)基于该调制信号的长度，在所述时域ofdm符号中用于截取循环前缀的部分时域ofdm符号中，通过选择不同的起始位置和结束位置传输信令信息。

例如，所述预定长度为1024,ncp为512，lenb为256。

其中，n1可取512+i*160≤i<16,则可表示16种不同的取法，传输4bit信令参数。不同的发射机可以通过取不同的n1来传输该发射机的对应的标识、同一个发射机也可以通过分时地改变n1来发送传输参数。

又例如，所述预定长度为1024，ncp为1024或960，lenb为512，设置8个不同起点，n1取64*(i)+10≤i<8，传输3bit信令参数。

又例如，所述预定长度为1024，ncp为576，lenb为448，设置2个不同的n1分别为448和576(时域ofdm符号的采样点的下标从0开始)，即从时域ofdm符号的第449个采样点作为起始位置，或者从时域ofdm符号的第577个作为起始位置，来传送1比特信令。

综上所述，本技术方案从时域ofdm符号截取所述循环前缀长度的时域ofdm符号作为循环前缀，解决了频域信道估计性能下降的问题，并且利用该循环前缀部分的全部或部分数据段生成调制信号，使得生成的前导符号具有良好的小数倍频偏估计和定时同步性能，保证了载波频率偏差在-500khz至500khz范围内接收端仍可以处理接收信号。进一步地，调制信号中可取时域ofdm符号中复制给循环前缀的部分或者全部数据段，并通过选择不同的起始位置传输信令参数。

本发明虽然已以较佳实施例公开如上，但其并不是用来限定本发明，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。