无线多天线系统中上行链路和下行链路信道状态信息的校准方法与流程

本申请主张申请日为2015年7月10日的第62/190,981号美国在先申请的优先权。

本发明涉及多天线无线通信系统领域。

本发明涉及多输入多输出(multiple-inputmultiple-output，mimo)无线通信网络或系统，尤其涉及一种校准上行链路(uplink，ul)和下行链路(downlink，dl)信道状态信息(channelstateinformation，csi)的新方法，以及实现该方法的装置和系统。

背景技术：

大规模的mimo多用户波束成型提供了通过空间复用的折叠显著提高频谱效率和吞吐量的潜力，提供线性增长能力而不需要增加频谱带宽。然而，当射频(radiofrequency，rf)链和天线的数量变大时，为获得csi信道估计的开销是显著的。注意，可以理解的是，天线或者天线元件阵列的发送或者接收与rf链相关联，因此，在此之后，当使用天线的数量时，应当理解为指示的是天线的数量和相关联的rf链，其中假定每个天线与rf链是相关联的。对于具有大量天线的基站(basestation，bs)，例如m＝512个天线，在相同时频资源上在dl中同时服务多个接收机，例如，依赖于bs提供无线回程的k＝32个用户设备(userequipment，ue)和/或小型基站(smallcell，sc)，bs发射机必须知道m×k信道矩阵的csi，其中准确地说，它是m个bs天线与k个ue和/或sc上的天线总数之间的csi。为了简化讨论，不失一般性，假定ue和/或sc天线的总数为k。

在大规模的mimo系统中，由于以下两个原因，通过在dl中发送参考导频并将其反馈回来的方法直接获得dlcsi是不高效的。第一个原因是在bs上大量的天线会因dl中的参考信号造成大量的系统开销。另外，需要大量的位数来精确地量化csi，这会导致ul中反馈信道的不可过载。幸运的是，诸如在时分双工(time-divisionduplex，tdd)系统中或在使用开关切换来创建信道互易的频分双工(frequency-divisionduplex，fdd)系统中，可以采用空中无线信道的相互特性来降低信道估计开销，如我们的专利申请pct/us2014/071752所描述的。在该方法中，每个ue和/或sc在ul指定资源中发送具有唯一序列的探测参考信号(soundingreferencesignal，srs)或导频信号，然后bs估计基带处每对发送和接收天线之间的csi。在图1中，呈现了多用户mimo(multi-usermimo，mu-mimo)通信系统中dlcsi和ulcsi的组件，其中bs1由基带处理器2，m个rf发射机3，m个rf接收机4和m个天线5组成，而每个ue6由基带处理器2，rf发射机3，rf接收机4和天线5组成。具有m个天线的bs通过无线信道7在相同时间资源上服务k个ue。第m个bsrf发射机和第m个bsrf接收机的响应分别由和表示，其中m＝1,…,m。rf发射机和rf接收机对第k个ue的响应分别用和表示，k＝1,…,k。第m个bs天线和第k个ue之间的无线信道被表示为因此，如图1所示，由bs测量的csi实际上由三个分量组成，即uerf发射机、无线电信道和bsrf接收机的响应，例如在第k个ue和第m个bs天线之间所测量的csi记作其中假定ue具有单根天线。然而，尽管无线电空中信道在ul和dl之间是相互的，但是其他两个分量不是相互的，这使得dlcsi与测量的ulcsi不同，即为此，在测量的ulcsi用于计算dl波束成形矩阵或预编码矩阵之前，必须进行一些修改或校准以获得估计的dlcsi。

解决这个问题的现有技术可以分为以下两种。第一个需要ue反馈一些相关信息[1]，例如响应借助反馈信息和bs中发射机和接收机的测量的参数，所述bs可以完成校准。利用这种方法，所述bs可以根据测量和反馈信息的准确性来估计实际的dlcsi。第二种类型只需要bs来测量bs上的发射机和接收机的参数以获得如参考文献[2]中的缩放的dlcsi，即，其中βk是复数比例因子。第一种类型不仅增加了ue的复杂性和成本，还给网络带来了不必要的反馈开销。第二种类型需要bs测量参考天线与所有其他天线在两个方向上的响应，无论是无线还是使用电路，这意味着考虑到大量天线的情况时，它只能离线或在空闲时间完成。然而，随着发射机或接收机的温度变化和元件老化，响应和将改变。因此，用于校准ulcsi和dlcsi的现有方法要么太复杂，要么不够准确。由于这些原因，本发明提供了一种克服这些缺点的新颖的方法和装置。

附图说明

根据下面结合附图对本发明的多个方面的描述，上述本发明的实现方式将更容易理解。附图中与不同部分对应的参考编号将在所有附图中保持一致。

图1示出了mu-mimo通信系统中的ulcsi和dlcsi组件。

图2示出了现有技术中tdd系统装置的一般原理电路。

图3示出了本专利中tdd系统的常规dl发射电路。

图4示出了本专利中tdd系统的常规ul发射电路。

图5示出了所提出的用于测量tdd系统中发射机和接收机的整个内部信道响应的电路。

图6示出了用于测量tdd系统中接收机的响应的电路。

图7示出了现有技术中fdd系统设备的一般原理电路。

图8示出了本专利中fdd系统的标准发射电路。

图9示出了所提出的用于测量fdd系统中发射机和接收机的整个内部信道响应的电路。

图10示出了用于测量fdd系统中接收机的响应的电路。

具体实施方式

现在可以参考附图，其中相同的标号始终表示相同的部分。现在将要描述本发明的示例性实施例。提供示例性实施例是为了说明本发明，而不应被解释为本发明的有限范围。当使用参考框图或流程图描述示例性实施例时，每个框可以表示用于执行的方法步骤或设备元素。取决于实现方式，相应的设备元件可以用硬件、软件、固件或其组合来配置。此后，导频信号可以表示由一个天线发送的信号，用于估计发射天线与一个或多个接收天线之间的信道。它也可以被称为参考信号、信道估计信号或测试信号。

对于一个bs具有多个天线的无线通信系统，ue在ul中发送导频信号或srs，使得所述bs可以估计每对发送和接收天线之间的信道。在图1所示的一个实施例中，在每个ue具有单个天线而bs具有m个天线的情况下，测量的第m个接收天线和第k个ue之间的信道系数或csi被写为

其中和表示第m个bs接收机和第k个ue的传输函数，而表示无线电信道。注意，(1)可以直接扩展到每个ue具有多个天线的情况，例如，每个天线可以被认为是不同的ue。因此，下面的描述和实施例中的单天线ue的假设不影响本发明实施例的一般性。

利用所测量的ulcsi将dlcsi写为

其中是复数比例因子，并且需要通过仅取决于第k个ue的硬件参数的比例因子βk来知晓dl以使用通常使用的迫零(zero-forcing，zf)波束成形、共轭波束成形或其他预编码方法来计算dl波束成形或预编码矩阵。由于每个ue天线与所有bs天线之间的信道矢量可写为

其中和mu-mimo信道矩阵可表示为则对应的矩阵h^dl,equ为因此，归一化前的预编码矩阵为

w^dl,equ＝[(h^dl,equ)^hh^dl,equ]^-1(h^dl,equ)^h＝dw^dl,(4)

其中w^dl＝[(h^dl)^hh^dl]^-1(h^dl)^h，d＝diag(β1,…βk)和(h^dl,equ)^h＝d(h^dl)^h。通过发射功率对矩阵w^dl和w^dl,equ进行归一化之后，它们成为相同的矩阵。因此，每个ue的复数值比例因子不会影响dl波束成形或预编码矩阵的准确度。因此，bs只需要获取因子或参数来计算dlcsi。

首先，由第m个发射机发送参考信号s0，其中m＝1,…,m，以测量第m个发射机到第m个接收机的整个信道响应。与其通过天线通过空中发射s0，直接连接bs的第m个发射机-接收机对可以估计整个发射机到接收机的信道。但是，由于发射机中功率放大器(poweramplifier，pa)的高增益，发射机信号的功率会使接收机的低噪声放大器(lownoiseamplifier，lna)或模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)饱和，发射机发出的信号需先通过衰减器，然后送入tdd系统的接收机。从接收机输出的信号是

其中μ0表示衰减因子，对于所有m个天线假定相同。由于m个天线的发射机和接收机是独立的，所以这个过程可以同时进行。

对于频带f1用于发射而频带f2用于接收的fdd系统，可以将经衰减器的信号首先传递给具有频移δf＝f1-f2的混频器。之后，从混频器输出的信号被馈送到接收机中。为简单起见，μ0用来表示衰减器和混频器在fdd系统中的组合响应。因此，(5)仍然可以应用于fdd系统。

接下来，为了估计接收机的响应，在tdd系统中，使满足的另一个参考信号s1通过具有响应和衰减器的独立发射机或m个中的任一发射机，接着输出信号被送入m个接收机。因此，m个接收机的输出信号是

其中μ1是发射机的衰减因子。类似于μ0，因子μ1也可以用来表示衰减器和混频器在fdd系统中的组合响应。因此，(6)也适用于fdd系统。

在基带，利用接收信号ym和zm，bs可以通过

来估计参数αm。因此，利用所测量的ulcsidlcsi被校准为

其中与实际值之间的关系是

或者等同地，其中类似于βk，因子γk是不影响dl波束成形或预编码的性能的复数比例因子，如所示。初看起来，参数μ0和μ1可以被预先校准。然而，事实上预校准并不是必需的，因为在进行缩放时可以去除γk的影响。

图2示出了现有技术的tdd装置的一般原理电路，在无线电帧中使用部分时间进行传输，而其余的时间则用于接收。在该图中，开关8s1用于在第m个bs发射机和第m个bs接收机之间切换，其中发射机由数模转换器(digital-to-analogconvenor，dac)9，低通滤波器(low-passfilter，lpf)10，混频器11，本机振荡器(localoscillator，lo)12，rf前置放大器13，pa14和带通滤波器(band-passfilter，bpf)15组成，而接收机由bpf15，lna16，混频器11，lo12，lpf10，adc驱动器17和adc18组成。请注意，该电路说明了工作原理并假定了直接转换。本领域技术人员可以理解，在不改变工作原理，例如pa、lna、lpf和bpf的位置和数量的情况下，可以在实际实施中增加变化，并且可以在此省略其他细节。为了起到说明的目的，该图仅示出一个调制路径，其可以被理解为正交调制中的分量，例如同相或正交分量。将其他正交分量与lo的90度相移相加可以直接得到。此外，为了简化，仅示出了一个天线的发射机和接收机，即第m个天线。

在图3至图6中图示了tdd系统中的设备的一个实施例。注意独立发射机ts19对于每个天线是相同的，这可以通过复制ts的输出的m个副本来实现。具有两个控制信号rev_est_enable21和bs_para_est_enable22的开关控制模块20被用于控制三个开关8s2、s3和s4。衰减器23在互易性校准模式下连接到第m个接收机。图3示出了常规的dl发送模式，而图4示出了tdd系统中常规的ul接收模式，其中三个开关由来自开关控制模块的控制信号控制。图5中，当估计的第m个发射机和第m个接收机的整体响应，即bs_para_est_enable＝高和rev_est_enable＝低时，第m个发射机，衰减器和第m个接收机被连接，则接收信号ym24是通过使参考信号s025通过bs的内部连接信道而获得。当估计图6中的第m个接收机的信道响应，即bs_para_est_enable＝高和rev_est_enable＝高时，独立发射机ts，衰减器和第m个接收机被连接，则接收到的zm26通过将参考信号s127通过bs的内部连接信道。利用所测量的ym和zm，bs可以通过(8)估计或校准dlcsi。

在本专利的一个实施例的tdd系统中，ym和zm的测量可以在无线电帧的dl到ul切换点处插入的保护时段中实现，而不影响正常的dl传输和正常的ul传输。因此，本专利中的方法能够及时准确地跟踪发射机和接收机的响应，从而能够反映发射机和接收机的温度变化和组件老化。

图7示出了使用第一频带f1进行发送、第二频带f2进行接收、采用了双工器28的现有技术fdd设备的总体原理电路。请注意，该电路说明了工作原理并假定了直接转换。此外，用于发送的第一频带和用于接收的第二频带可以各自包括载波聚合中使用的一组频带。此后，为了简化表示，实施例的描述将针对每种情况使用单个频带，但是，基于本发明的实施例,本领域技术人员很容易将每个频带归纳为两个或更多个载波频带的聚合。

作为该专利的一个实施例，在图8、图9和图10中示出了在fdd系统中实现该专利的设备。注意，独立发射机ts19对于每个天线是相同的，这可以通过复制ts的输出的m个副本来实现。具有两个控制信号rev_est_enable21和bs_para_est_enable22的开关控制模块20用于控制两个开关8，s5、s6和s7。图8显示了fdd系统中的常规发送和接收模式，其中两个开关由来自开关控制模块的控制信号控制。当图9中估计的第m个发射机和第m个接收机整体响应，即bs_para_est_enable＝高和rev_est_enable＝低时，第m个发射机、衰减器、混频器和第m个接收机被连接，则接收信号ym24是通过使参考信号s025通过bs的内部连接信道而获得的。当如图10所示的估计的第m个接收机的信道响应，即bs_para_est_enable＝高和rev_est_enable＝高时，独立发射机ts、衰减器、混频器和第m个接收机被连接，则所接收的zm26是通过使参考信号s027通过bs的内部连接信道而获得。利用所测量的ym和zm，bs可以通过(8)估计或校准dlcsi。

尽管上述描述展示讨论了本发明的优选实施方式，并图解了本发明的新颖特征和原理，但应当理解的是对于本发明所示的方法、元件或装置的细节，以及其使用形式的各种省略、替换和改变均是本领域的技术人员在不脱离本发明的范围和精神的情况下能够做出的。因此，本发明的保护范围不应当被上述描述所限制。相反，本发明的原理可以被更广地运用在一系列方法、系统和装置中，以获取所述性能优势或满足其他目的、获取其他优势。