电缆网络环境中的全双工网络架构的制作方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2015年7月15日递交的名为“fullduplexoperationincablenetworks”的美国临时专利申请no.62/192,924的根据35u.s.c.§119(e)的优先权，其全部内容通过引用结合于此。
本公开总地涉及通信领域，更具体地涉及电缆网络环境中的全双工网络架构。
背景技术：
在电缆网络市场中，对于带宽的消费需求继续呈指数增长。在包括具有数字光纤的远程物理层(rphy)在内的一些电缆网络架构中，同轴电缆光纤(coaxfiber)成为吞吐量的瓶颈，遏制了带宽的增加。由于现有的电缆网络组件的固有的技术局限性，一般多系统运营商(mso)现在别无选择。例如，在现有的电缆网络架构中，实际上已经达到了香农信道容量极限(例如，信息可以在通信信道上可靠发送的速率的有效上限)。存在将频谱扩展到1.2ghz以上的客户驱动的需求，但是传统的扩展将需要昂贵的网络升级。网络组件的升级受到资本支出(capex)预算限度的限制。所有光学设施(光纤到户(ftth))都具有过多的capex。在这种情况下，期望利用针对外部设备升级的有限资本支出，提供具有充分的下行/上行(ds/us)吞吐量的新服务(例如，匹配2.5g比特下行/1g比特上行比率的吉比特无源光网络(gpon)标准)。
附图说明
为了提供对于本公开及其特征和优点的更完整的理解，结合附图参考下面的描述，其中，相似的参考标号表示相似的部分，其中：
图1a是示出电缆网络环境中包括全双工网络架构的通信系统的简化框图；
图1b是示出通信系统的实施例的示例细节的简化框图；
图2是示出通信系统的实施例的其他示例细节的简化框图；
图3是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图4是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图5是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图6是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图7是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图8是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图9是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图10是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图11是示出可以与通信系统的实施例相关联的示例操作的简化流程图；
图12是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图13是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图14是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图15是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图16是示出可以与通信系统的实施例相关联的示例操作的简化示意图；
图17是示出可以与通信系统的实施例相关联的其他示例操作的简化流程图；
图18是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图19是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图20是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图21是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图22是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图23a是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图23b是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图24是示出可以与通信系统的实施例相关联的进一步的其他示例操作的简化示意图；
图25是示出可以与通信系统的实施例相关联的进一步的其他示例操作的简化示意图；
图26是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化框图；
图27是示出可以与通信系统的实施例相关联的进一步的其他示例操作的简化流程图；
图28是示出可以与通信系统的实施例相关联的进一步的其他示例操作的简化流程图；
图29是示出可以与通信系统的实施例相关联的进一步的其他示例操作的简化流程图；
图30a是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化示意图；
图30b是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化示意图；
图30c是示出通信系统的实施例的进一步的其他示例细节的简化示意图。
具体实施方式
概述
示例通信系统包括电缆网络中的媒体访问控制(mac)调度器和全频段收发信机。mac调度器在电缆网络中的多个电缆调制解调器之间实现二维发送-接收(t-r)协调机制。根据t-r协调机制，电缆调制解调器被归类到干扰组，使得任意一个干扰组中都没有电缆调制解调器在相同干扰组中的另一电缆调制解调器在一频率范围中进行下行接收的同时在该频率范围中进行上行发送，从而有助于电缆网络中横穿该频率范围的全双工通信。全频段收发信机和全频段放大器实现自适应干扰消除机制，其在相应组件的接收机处抑制该相应组件的发射机发送的信号。通信系统进一步包括全频段放大器，其实现自适应干扰消除机制和实现回声消除的振铃抑制机制。
示例实施例
转到图1a，图1a是示出根据一个示例实施例的在电缆网络环境中使能全双工网络通信的通信系统10的简化框图。图1示出了帮助电缆调制解调器终端系统(cmts)14与一个或多个电缆调制解调器(cm)16之间的全双工通信的电缆网络12(总地如箭头所示)。网络12包括收发信机18、放大器20、以及阀门分流器(tapsandsplitters)22。cmts14包括智能媒体访问控制(mac)调度器26、以及处理器27和存储器元件28，其中，智能mac调度器26使能用于干扰避免的二维发送-接收(t-r)协调，处理器27和存储器元件28帮助执行mac调度器26中包括的指令。在各种实施例中，电缆调制解调器16可以被分组到各种干扰组30，以使能具有很小干扰甚至没有干扰的全双工通信。组30可以包括允许通过智能mac调度实现频率重复利用的射频(rf)隔离组。
收发信机18使能针对上行和下行网络流量的全频段通信并且实现动态干扰消除(这里也称为自适应干扰消除(aic))。注意，如这里所使用的，术语“上行”是指从电缆调制解调器16到cmts14的通信方向；术语“下行”是指从cmts14到电缆调制解调器16的通信方向。放大器20使能针对上行和下行网络流量的全频段通信，并且利用振铃(回声)抑制来实现aic。阀门分流器22可以使能针对上行和下行流量的全频段通信。
每个电缆调制解调器16支持全频段通信，但是以针对上行或下行传输的单工模式操作。例如，每个电缆调制解调器16可以被分配以非重叠的频段用于上行和下行通信，但是同一组载波可以用于上行和下行通信，相比现有的非全双工系统产生了双倍的吞吐量。通信系统10可以通过全双工通信来使能更高的带宽(例如，带宽是可以穿过通信信道的最大数据量)和吞吐量(例如，吞吐量是指实际上成功穿过通信信道的数据量)。
更一般地说，在一些通信网络中通过双通通信来解决带宽限制。一般意义上，双工通信是双向的，这允许通信信道的两个端节点同时并且一次一个地发送和接收数据。两个端节点具有同时作为发送者和接收者进行操作的能力，或者轮流发送或接收数据。基于双工的系统一般具有为上行(us)(例如，上行链路、外向、发送)和下行(ds)(例如，下行链路、内向、接收)通信提供单独介质(例如，路径)的两个通信信道。在全双工模式中，节点同时在相同频率范围上发送和接收信号。
通信技术的示例包括频分复用(fdd)和时分复用(tdd)。在fdd中，在发射机和接收机处使用不同的频带(例如，载频)。因为fdd针对上行和下行操作使用不同的频带，所以上行和下行通信不会相互干扰。fdd系统的示例包括以下各项：不对称数字用户线(adsl)和超高比特率数字用户线(vdsl)；蜂窝系统，包括umts/wcdma频分复用模式和cdma2009系统；ieee802.16wimax频分复用模式。
在tdd中，通过在相同频率范围中分配不同的时隙来分离上行通信与下行通信。例如，为用户(例如，电缆调制解调器)分配用于上行发送的下行接收的时隙。tdd允许用于上行和下行数据发送的不对称流。在上行和下行数据速率不对称的情况下tdd是有利的。通过时隙为下行接收间隔提供比上行发送间隔更多的时间分配，以对一个方向比另一方向更为有利的方式改变下行通信链路和上行通信链路的容量。
既不是fdd也不是tdd的全双工通信机制还没有被用在电缆网络中，因为固有的网络架构和通信协议不支持这样的通信机制。例如，电缆在20世纪50年代后期首先被引入美国。接下来的30年，几乎每英里直埋电缆都是半双工的；因此，网络能够进行从头端到用户的下行方向的宽带传输，而不能进行从用户返回头端的上行方向的通信(上行方向的通信只能通过电话线)。近些年，电缆运营商已经投入巨资将他们的直埋电缆从半双工升级到全双工，作为对综合数据和语音服务的需求进行资本化的必要的第一步。但是，上行发送仍然比下行接收慢(一般是1.5到3mbps的下行和500kbps到2.5mbps的上行)。
然而，利用适当配置的电缆网络架构，例如，通信系统10的电缆网络12，全双工通信可以极大地扩张可用上行频谱(例如，上行容量增加大约5到10倍)。全双工通信可以提供基本对称的下行和上行吞吐量。系统容量(例如，带宽)可以随着全双工通信而提高。另外，全双工通信可以是技术无关的和/或标准无关的。
但是，在现有的电缆网络中实现全双工会遇到一些挑战。例如，由于包括cmts14、电缆调制解调器16、收发信机18、放大器20、以及阀门分流器22在内的网络组件中的任意一个网络组件的反射(例如，一个相同接收机中的发送路径到接收路径的自干扰)而被耦合回接收机的大发送信号会减弱接收机处的接收信号。另外，来自一个电缆调制解调器16的上行发送信号会漏入另一电缆调制解调器16的下行路径，从而导致干扰。与自干扰不同，这种cm间干扰不能仅仅通过回声消除技术来移除，因为上行发送信号在下行路径中是未知的。
通信系统10的实施例可以通过使用适当配置的组件和频谱共享技术使能全双工通信来解决这些问题。可以通过抑制(例如，消除)被耦合回接收机的发送信号(例如，上行信号漏入下行路径的回声，反之亦然)来成功地实现全双工通信。可以利用现有设备和数字信号处理技术、高速和高性能(例如，高分辨率)模数转换器(adc)、具有更大的信号处理能力的强有力的设备、aic机制、以及用于频谱共享的高mac调度，来实现充分的发送信号消除和/或去除。在各种实施例中，aic机制在(收发信机18或放大器20的)接收机处抑制(收发信机18或放大器20的)发射机发送的信号。另外，除了aic机制以外，全频段放大器20实现执行回声消除的振铃抑制机制。
根据通信系统10的实施例，mac调度器26在电缆网络12中的电缆调制解调器16中间实现二维发射-接收(tr)协调机制。根据t-r协调机制，将电缆调制解调器16归类到干扰组30，使得任意一个干扰组中都没有电缆调制解调器在相同干扰组中的另一电缆调制解调器在一频率范围内进行下行接收的同时在该频率范围内进行上行发送，这有助于在电缆网络12中横穿该频率范围的全双工通信。电缆调制解调器16以单工模式操作，同时支持针对下行接收和上行发射的全双工操作。注意，不同干扰组30中的电缆调制解调器16在某频率范围内同时进行上行发送和下行接收。在各种实施例中，cmts14接收和发送横穿整个频率范围的网络流量，这有助于电缆网络12中的全双工通信。在一些实施例中，通过测距过程将电缆调制解调器16归类到干扰组30。
在一些实施例中，mac调度器26在电缆网络12中集中实现t-r协调。为了更详细地说明，将通信系统10的可用频谱划分为频率资源块，这些频率资源块包括相邻频率带(例如，连续子载波)。将时间空间中的ofdm符号分组到频率空间中的资源块。根据集中实现的t-r协调机制，mac调度器26将任意一个干扰组可用的资源块至少划分为第一部分和第二部分；第一部分被保留用于上行发送，第二部分被保留用于下行接收，使得对于干扰组中的任意电缆调制解调器第一部分和第二部分在时间和频率上都不重叠。在其他实施例中，mac调度器26在电缆网络12中以分布式方式实现t-r协调。根据分布式t-r协调机制，电缆调制解调器16管理并调度任意一个干扰组中的上行发送和下行接收。mac调度器26在下行发送之前向电缆调制解调器16发送下行发送图，电缆调制解调器16根据下行图来调度相应的上行发送。
在各种实施例中，电缆网络运营商可以通过添加支持全双工通信的适当组件，将以单工模式操作的现有电缆网络升级到全双工模式。例如，电缆网络运营商可以通过操作mac调度器26在电缆调制解调器16中间实现上述二维t-r协调机制、操作全频段收发信机18实现aic机制、并且操作全频段放大器20实现aic机制和执行回声消除的振铃抑制机制，在电缆网络12中实现全双工通信方法。电缆网络运营商可以向电缆网络12添加支持电缆网络12中的全频段通信的一个或多个阀门分流器22。
另外，可以通过重复利用某些组件来降低用于升级到全双工通信的资本支出。转到图1b，图1b示出了示出网络12的网络组件的简化示意图，这些网络组件可以被替换或者添加在现有的电缆网络中来使能全双工通信。注意，在一些实施例中，例如，m＝0的n+m架构(例如，n代表节点的数目，m代表每个节点后面的放大器的数目)，根本没有使用放大器20。在示例实施例中，大多数(例如，97％)阀门分流器22可以被重复用于全双工操作。这可能是因为标准的阀门分流器组合器可以在下行和上行方向的全频段(例如，5-1000mhz)中操作，从而支持在所支持的频带中的全双工通信。对于全双工通信，只有不支持全频段上行和下行的少量(例如，3％)阀门分流器22必须被替换。类似地，由于电缆调制解调器16并不是仅仅在全双工模式操作，所以如果它们支持全频段(例如，它们包括以针对上行和下行频率的充分的灵活性来执行fdd的能力)，则它们可以被重复利用。网络12中包括双工器的组件(例如，收发信机18和放大器20)可能必须被完全替换，以支持全双工通信。
在各种实施例中，可以使用智能mac调度来避免相邻电缆调制解调器16中间的干扰。智能mac调度可以包括：(i)测距(例如，通过建立干扰组30来测量和/或监测电缆调制解调器16中间的干扰)；以及(ii)t-r协调(例如，通过集中或分布式调度器协调发送和接收，来避免电缆调制解调器16中间的干扰)。在一些实施例中，t-r协调实现二维(频率和时间)干扰避免机制。
测距有助于将电缆解调器16分配到向一个或多个干扰组30。在一些实施例中，在测距期间，每个电缆调制解调器16上行发送干扰模式。例如，干扰模式可以包括一个或多个频率处的单个音调。其他电缆调制解调器16试图在它们的下行接收频率上接收干扰模式。干扰模式的不同频率和/或标记音调可以帮助很多电缆调制解调器16使用相同的测距频率间隔。在一些情况中，一个电缆调制解调器会干扰另一电缆调制解调器，另一电缆调制解调器会干扰第三电缆调制解调器，而第三电缆调制解调器不会干扰第一电缆调制解调器。例如，存在这样的情况，其中：cm1干扰cm2，cm2干扰cm3，但是cm3不干扰cm1，从而导致重叠的干扰组30。在一个示例实施例中，这种重叠组可以被结成一个包括子组的总体组(overarchinggroup)。
在一些实施例中，可以调度一个电缆调制解调器16在维护时间窗口中在特定频率上进行发送，其他电缆调制解调器在该特定频率上向mac调度器26(或cmts14、或电缆网络12中的其他的适当报告接收模块)报告它们的下行调制误差比(mer)或干扰等级。基于所报告的下行mer或干扰等级(视情况而定)，可以做出哪个电缆调制解调器16被进行发送的电缆调制解调器干扰的判定。在一个特定干扰组30中，被干扰的电缆调制解调器16可以与在该频率上进行发送的电缆调制解调器相关联。可以针对各种频率和电缆调制解调器16重复该过程。可以不经常更新干扰组30。更新干扰组30包括向被归类在各个干扰组30中的电缆调制解调器16通知它们的成员身份。电缆调制解调器16的成员身份会由于各种环境条件、网络负载均衡、特定cm的带宽利用情况、以及其他情况而改变。在一些实施例中，当光纤电缆混合网(hfc)改变时，更新干扰组30；在其他实施例中，可以在预定时间间隔(例如，24小时)后更新干扰组30。
在一些实施例中，智能mac调度器26实现针对t-r协调的静态频率规划。可以通过动态发送协调实现频谱共享来避免干扰。为了说明干扰，考虑来自cm1的上行发送。来自cm1的上行发送可以在具有有限隔离的共用阀门分流器22处被耦合到cm2，并导致与cm2处的下行接收的干扰。来自cm1的干扰不能在cm2处被消除，因为cm2不具有来自cm1的任何参考信号(例如，cm2不能确定cm2处的下行接收是来自cmts14还是来自cm1)。
为了减少电缆调制解调器16处的干扰，在各种实施例中实现cm频率规划机制。将电缆网路12中使用的频谱划分为与信道边界对齐的多个频率范围。对于每个电缆调制解调器16和每个频率范围，识别其上行发送干扰特定的一个电缆调制解调器16的下行接收的电缆调制解调器16、以及其下行接收受到该特定的一个电缆调制解调器16的上行发送干扰的电缆调制解调器16(如果它们在相同频率上工作)(如同全双工通信的情况)。mac调度器26避免向导致电缆调制解调器16中间的干扰的频率范围分配这些电缆调制解调器。
全双工通信会影响电缆网络12的各种组件的操作，并且对于不同组件的含义不同。例如，对于cmts14的含义存在于两个区域：(a)全双工包括cmts14支持全频段下行流量和上行流量的吞吐量(这主要是支持吞吐量的容量规范)；以及(b)频率规划和智能mac调度，包括根据这里记载的算法建立干扰/受干扰列表、执行频率规划算法并确定频率分配以及适当的t-r调度。在一些实施例中，可以将这些功能集成在cmts14处的mac调度器26中。
在一些实施例中，全双工通信可以包括收发信机18的重要的重新设计。可以通过用双向组合器-分流器和其他修改替换收发信机18的双工器，对收发信机18进行重配置。可以对收发信机18进行重布线，以支持下行和上行的全频段操作以及支持全频段下行和上行吞吐量的高容量。还可以收发信机18改变为实现aic算法。支持全双工的其他功能包括：测量电缆调制解调器16中间的干扰用于频率规划；以及测量电缆调制解调器下行时间和上行时间用于适当地支持t-r协调。
尽管电缆调制解调器16以fdd模式操作(例如，在任意一个电缆调制解调器中在不同频率上进行下行接收和上行发送)，但是电缆调制解调器16支持下行和上行的全频段fdd操作。全频段fdd意味着下行和上行频率可以在10mhz到1000mhz(1.2ghz)之间的任意频率上，尽管它们不相互重叠。这意味着电缆调制解调器16不包括任何双工器。另外，电缆调制解调器16具有全频率捷变、良好的rf保真性(例如，具有下行和上行之间的最小保护频段)、以及支持全波段吞吐量的高容量(例如，500mhzds和500mhzus)。
可以对放大器20进行重要的重新设计，以支持全双工通信。例如，可以将放大器20重新设计为不具有双工器、并且执行全频段操作和数字化的输入信号。可以将包括振铃抑制的干扰取消块添加到现有的放大功能。实现两步骤干扰取消机制的放大器20可以提供超过50db的干扰抑制，并且可以将干扰挤压到噪声门限以下。但是，一些信号完整性的退化可能是不可避免的。例如，如果将干扰抑制到比系统噪声门限低6db，则信号的信噪比(snr)与调制误差比(mer)之间的比值(snr/mer)将有1db的恶化。在一些实施例中，级联放大器(包括主干、桥、以及扩展器)的最大数目可以被限制到5(n+5，在线的末端有最大5db的恶化)，例如，以最小化信号衰减。
可以通过提供针对ds和us二者的高容量将hfc中的光链路改变为支持全双工操作，以支持同轴电缆网络在全双工下的高吞吐量。一般意义上，同轴电缆网络中的放大器可以被替换。同轴电缆网络中的具有内置双工器的设备(例如，反向衰减器)可以被替换(根据思科catv市场，3％的阀门)。由于经过扩展的频率，系统增益再造/再平衡可以是适当的。一些设备可以被(用更好的端到端隔离设备)替换，以增强电缆调制解调器16中间的隔离。有时候，可以对同轴电缆网络进行重新架构，以增强电缆调制解调器16之间的隔离。例如，可以正好在分流器前面添加放大器，以创建隔离的电缆调制解调器组。
全双工可以大大增加电缆访问上行吞吐量。全双工的实现手段是干扰消除和避免。模拟结果示出干扰消除可以通过高级数字信号处理算法实现。全双工与电缆接入技术和高层架构垂直(例如，正交、独立等)；因此，其可以通过任意高级协议和架构实现。全双工可以用于现有的接入技术(cabur-phy架/节点和cdbucm)，或者作为下一代docsis接入技术的候选。全双工是新颖且实质性的，具有超出电缆接入(例如，无线)的商业和技术影响。
转到通信系统10的架构，网络拓扑可以包括任意数目的电缆调制解调器、客户端设备、服务器、交换机(包括分布式虚拟交换机)、路由器、放大器、阀门、分流器、组合器、以及其他节点，这些节点互相连接形成大型复杂网络。网络12表示用于接收和发送递送到通信系统10的信息分组和/或信息帧的互相连接的通信路径的一系列点或节点。节点可以是任意电子设备、计算机、打印机、硬盘驱动器、客户端、服务器、对等设备、服务、应用、或者能够在网络中的通信信道上发送、接收、放大、分离、或转发信号的其他对象。图1的元件可以通过一个或多个接口采用任何适当的连接(有线或无线)相互耦合，这为电子通信提供了可行路径。另外，基于特定的配置需要，这些元件中的任意一个或多个元件可以被组合在一起或者被从架构中移除。
电缆网络12提供电缆网络组件之间的通信接口，并且可以包括任意局域网(lan)、无线局域网(wlan)、城域网(man)、内联网、互联网、外联网、广域网(wan)、虚拟专用网(vpn)、或者帮助网络环境中的通信的任何其他适当的架构或系统。网络12可以实现用于在通信系统10中发送和接收数据分组的任何适当的通信协议。本公开的架构可以包括能够进行用于网络中的信号的电子发送和接收的docsis、tcp/ip、tdma、和/或其他通信的配置。基于特定需求，本公开的架构还可以在适当情况下结合任意适当的协议进行操作。另外，网关、路由器、交换机、以及任意其他适当节点(物理或虚拟)可以被用来帮助网络中的各种节点之间的电子通信。
在一些实施例中，通信链路可以表示支持网络环境的任意电子链路，该网络环境例如是，电缆、以太网、无线技术(例如，ieee802.11x)、atm、光纤等或者它们的任意适当组合。在其他实施例中，通信链路可以表示通过任意适当介质(例如，数字用户线(dsl)、同轴电缆光纤、电话线、t1线、t3线、无线、卫星、光纤、电缆、以太网等或它们的任意组合)和/或通过诸如广域网(例如，互联网)的任意附加网络的远程连接。
注意，被分配给图1的元件的数字和字母符号并不意味着任意类型的分层；这些符号是任意的并且仅被用于教导的目的。这些符号不应该被以任何方式理解为在可能得益于通信系统10的特征的可能环境中限制它们的容量、功能、或应用。应该理解的是，出于说明简单的目的简化了图1所示的通信系统10。
在特定实施例中，cmts14可以包括具有适当端口、处理器、存储器元件、接口、以及有助于这里描述的功能的其他电子和电器组件的硬件设备，这里描述的功能包括向电缆用户(例如，电缆调制解调器16)提供高速数据服务(例如，电缆互联网或者互联网语音协议(例如，数字、rf、或者其他适当信号的形式))。在各种实施例中，cmts14包括具有使得其能够经由适当的电缆调制解调卡与光纤同轴电缆混合(hfc)网络通信的特征的通用宽带路由器(ubr)，其中，电缆调制解调器卡提供ubt协议控制信息(pci)总线和docsishfc电缆网络上的射频(rf)信号之间的接口。
在一些实施例中，cmts14可以包括以ip协议发送和接收数字信号并且与一个或多个物理接口(phy)收发信机(例如，将数字ip信号转换为rf信号或者反之亦然的收发信机18)耦合的聚合电缆接入平台(ccap)核心。诸如收发信机18的phy收发信机可以与ccap核心位于相同的位置，或者可以位于远离ccap核心的位置并且通过聚合互连网络(cin)连接。在一些实施例中，cmts14可以包括单个ccap核心和多个phy收发信机(例如，收发信机18)。cmts14(例如，通过有线或无线通信信道通信地耦合)连接到电缆网络12中的电缆调制解调器16、收发信机18、以及放大器20。
在一些实施例中，智能mac调度器26可以包括在cmts14中运行以帮助电缆调制解调器16共享频谱的硬件设备、软件应用、或者它们的组合。在其他实施例中，智能mac调度器26可以包括在cmts14外部(例如，在单独设备(例如，光纤同轴电缆单元(fcu)接入节点等)、服务器、或者其他网络元件)运行并且在电缆网络12中耦合到cmts14的硬件设备或软件应用。
收发信机18可以包括用于帮助这里描述的操作的适当硬件组件和接口。在一些实施例中，收发信机18可以被嵌入在另一硬件组件中或者可以是另一硬件组件的一部分，该另一硬件组件例如是，包括母板、微处理器、以及其他硬件组件的宽带处理引擎。在一些实施例中，收发信机18包括部署在支持phy层的rf功能的同轴介质转换器(cmc)中的下行和上行phy模块。收发信机18可以包括可以被插入到网络元件底盘中的可插拔模块(例如，小型可插拔(sfp))或者直接附接到电缆的嵌入模块。除了光接口和电接口以外，收发信机18还根据特定需要包括phy芯片、以及适当的数字信号处理器(dsp)和专用集成电路(asic)。在各种实施例中，收发信机18中的dsp可以被适配(例如，编程)为执行这里描述的适当的干扰消除，以使能全双工通信。
放大器20包括适用于电缆网络12的rf放大器。放大器20一般被间隔地用在网络12中，以克服由各种因素(例如，分离或者利用同轴电缆)导致的电信号的电缆衰减和被动损失。放大器20可以包括干线放大器、分配放大器、线路扩展器、房子放大器、以及用在电缆网络中的任何其他适当类型的放大器。根据各种实施例，基本上所有放大器20被如这里所描述地适当配置为有助于全双工通信。
转到图2，图2是示出根据通信系统10的示例实施例的mac调度器26的频率规划的示例细节的简化示意图。可以在时间上将任意一个干扰组30中的电缆调制解调器16所使用的各种频率范围划分为资源块，例如，上行资源块32、下行资源块34、以及保护时间资源块36。一般意义上，可以将用于发送一定量的数据的时间和频率组成一个资源块。在一些实施例中，每个资源块在时间上可以包括8或16个符号，并且在频率上可以包括1个子载波。在一些实施例中，频率划分与信道边界对齐。在其他实施例中，频率划分具有更细的粒度，例如，对应于docsis3.1的子载波组。在一些实施例中，时间划分与帧边界对齐。在其他实施例中，时间划分与时槽边界对齐。在各种实施例中，相关干扰组中的上行资源块32和下行资源块34不与时间划分边界同步，相同干扰组中的频率-时间空间中的上行发送和下行接收之间没有重叠。
在一些实施例中，可以利用所描述的资源分配机制，使用集中调度算法来实现t-r协调。其他实施例使用分布式调度算法进行t-r协调。通过集中调度算法，例如，利用cmts14中的mac调度器26集中实现时间和频率的资源调度。在分布式调度算法中，主要由电缆调制解调器16通过竞争机制进行上行调度。cmts14通过电缆调制解调器16实施资源利用策略来帮助进行上行调度，以避免冲突。换言之，这是避免冲突的基于竞争的上行调度。分布式调度算法在一些方面与集中调度算法的类似之处在于，分布式算法将可用带宽划分为资源块并且遵循任意一个干扰组30中的下行资源块34和上行资源块32之间不存在重叠的规则。
在cmts14和电缆调制解调器16之间建立单工双向信令信道，以交换调度信息。cmts14在实际的分配时间之前，在信令信道中向电缆调制解调器16广播包括下行媒体接入协议(map)消息的下行资源块分配信息。电缆调制解调器16在信令信道中监听下行map。基于下行map，电缆调制解调器16整理出可用于上行发送的上行资源块32。在各种实施例中，特定的下行map消息可用于(例如，对应于)一个特定的干扰组30。基于队列深度(例如，排队等待发送的数据量)，电缆调制解调器16通过向cmts14发送预定通知来预定上行资源块32。cmts14在下行信令信道中以时间戳回应电缆调制解调器的预定。每个电缆调制解调器16利用时间戳来接收对于其自身预定和其他电缆调制解调器16的预定的回应。具有针对其预定的最早时间戳的一个特定的电缆调制解调器16可以获取上行资源块32并开始发送。
下行和上行调度不是彼此独立的。对于特定的一个电缆调制解调器16，mac调度器26可以在某些上行资源块32中调度其上行发送；另外，mac调度器26可以确保来自相同干扰组的其他电缆调制解调器16在不与该特定的一个电缆调制解调器16所调度的上行资源块32重叠的下行资源块34中接收它们的下行接收。类似地，对于该特定的一个电缆调制解调器16，mac调度器26可以在某些下行资源块34中调度其下行接收；另外，mac调度器26可以确保来自相同干扰组的其他电缆调制解调器16在不与所调度的下行资源块34重叠的上行资源块32中进行上行发送。可以在没有来自任意电缆调制解调器16的上行发送的特定资源块中调度多播和广播消息。在广播视频的情况中，一块下行频谱(例如，频率范围)可以被分配给广播视频，并且对应的上行频谱可以被闲置，以避免对电缆调制解调器16处的视频造成干扰。
转到图3，图3是示出根据通信系统10的实施例的t-r协调的示例细节的简化示意图。考虑在电缆网络12中的特定的一个干扰组30中的cm1和cm2两个cm之间的t-r协调。mac调度器26可以向cm1分配资源块38并向cm2分配资源块40。注意，为了说明简单，资源块38和40中包括的上行资源块和下行资源块没有明确示出。mac调度器26将不调度cm2在cm1正在进行下行接收的同时在相同频率上进行上行发送。换言之，cm1和cm2不具有用于上行发送或下行接收的重叠的资源块。这种成对关系对于任意干扰组30中的任一对电缆调制解调器16成立。
转到图4，图4是示出通信系统10的实施例的示例细节的简化框图。在一些实施例中，mac调度器26可以在电缆网络12中集中操作，例如，在cmts14处集中实现t-r协调。mac调度器26可以将电缆调制解调器16归类到干扰组30，并且调度每个干扰组30中的电缆调制解调器16的上行发送和下行接收，使得任一干扰组中都没有电缆调制解调器在相同干扰组中的另一电缆调制解调器在一频率范围内进行下行接收的同时在该频率范围内进行上行发送。调度可以允许不同干扰组30中的电缆解调器16在某频率范围内同时进行上行发送和下行接收。mac调度器26生成该调度的调度信息。在一些实施例中，调度信息可以被包括在适当的mac控制消息中。mac调度器26向电缆调制解调器26发送调度信息。
在各种实施例中，以锯齿图案对下行接收时间进行交织，使得下行数据跨越相互重叠的多个符号。一般意义上，“交织”是指在一些参数上散布数据；数据在时间上散布被称为时间交织数据；数据在频率上散布被称为频率交织数据。例如，在交织之前被包括在一个符号中的数据在交织之后被散布在32个符号上。注意，术语“符号”具有本领域普通技术人员所熟悉的一般含义，并且是指用于传送根据用于通信的调制机制(例如，单载波调制机制，使用的数据速率越高，一个符号的持续时间变得越小)被调制到某些频率的载波上的数据比特的时间间隔；数据每次一个符号地被编码到频域中。换言之，在时域中以符号为单位、在频域中以频率子载波为单位，在电缆网络12中的通信信道中携带数据。
在交织之前，不对包含下行数据的后续符号进行重叠；在交织之后，下行数据跨越多个符号并且有效地与其自身重叠。在一个示例中，融入一个或两个符号中的数据分组在交织之后占用32个符号。在各种实施例中，不对上行发送时间进行交织。在各种实施例中，横穿跨越正交频分复用(ofdm)资源块(例如，192mhz)的频率范围(而不是可用于电缆网络12的整个频谱)的下行符号对下行发送频率进行交织。横穿上行符号对上行发送频率进行交织。上行符号与下行符号对齐。
为了帮助在时域和频域进行交织，可以将干扰组30进一步分类为干扰块(ib)42。每个干扰块42包括多个符号(包括保护时间的符号在内)，其中，使用干扰块42实现交织。在一些实施例中，可以在开始时使用特定的测距过程将电缆调制解调器16分类到干扰组30。将干扰组30分类为干扰块42。注意，干扰块42可以包括干扰组30的任意适当的(例如，方便的、合适的)分组。在示例实施例中，可以用例如，小写字母a、b、c、d来指定干扰块42，以将它们与大写字母a、b、c、d的docsis3.1轮廓指定相区别。在一个示例实施例中，任意一个干扰块42可以等于32个符号(包括交织符号)和一个保护时间的附加符号，总共33个符号。保护时间符号可以不是专用符号，但是可以根据需要基于数据模式或者其他参数来方便地选择。
在一些实施例中，可以将多个(例如，100个)干扰组30映射到相对较少数目(例如，4个)的干扰块42。在其他实施例中，可以将多个(例如，100个)干扰组30映射到相等或者类似数量级数目(例如，100或50个)的干扰块42。在后一种实施例中，每个干扰块42可以用作从cmts14到电缆调制解调器16的下行发送中的保护时间。上行发送将忽略3x个干扰块时间(例如，假定接收下行数据的第一干扰块时间和第一干扰块时间两侧的两个其他干扰块)。通过干扰组30到干扰块42的动态分配，每个干扰组30可以得到下行接收和上行发送之间的97％的频谱。一般意义上，任意一个干扰组30中的延迟和时间差可以与一个符号保护时间相适应，而cmts14与干扰组30之间的延迟和时间差可以与另外的保护时间相适应。
转到图5，图5是示出根据通信系统10的实施例的示例细节的简化框图。考虑包括四个干扰块42的示例发送。换言之，将干扰组30归类为a、b、c、d四个干扰块42(例如，100个干扰组映射到4个干扰块)。在没有时间交织的情况下，干扰块a、b、c、d可以按照重复模式一个堆叠在另一个后面。在存在时间交织的情况下，干扰块a、b、c、d根据交织的程度在时间上相互重叠。在一些实施例中，还可以实现时间偏移，例如，下一组干扰块42可以与前一组干扰块42相距一定的时间，以考虑时间延迟和其他因素。这种时间偏移可以包括保护时间，以考虑电缆调制解调器16之间、以及cmts14与电缆调制解调器16之间的延迟。
转到图6，图6是示出根据通信系统10的实施例的示例细节的简化框图。在非全双工电缆网络中，下行符号的循环前缀(cp)不同于上行符号的循环前缀，因为它们在不同的频率上。但是，利用全双工通信，下行符号和上行符号可以在相同频率上。在各种实施例中，针对特定频率的cp是相同的，而不考虑发送方向(例如，上行或下行)如何，这有助于每个ofdm资源块的下行和上行符号的对齐。在一些实施例中，下行符号与上行符号的时间-空间对齐可以由下行方向的梯形与上行方向的矩形排成一队形象地表示。取决于时间交织的数量，梯形的“底”边在长度上不同于“顶”边。在这种形象表示中，下行梯形的顶边将被零交织，并且可以被看作参考点。
考虑包括四个干扰块42的示例发送。换言之，将干扰组30归类为a、b、c、d四个干扰块(例如，100个干扰组映射到4个干扰块)。在这些示例实施例中，如果所有干扰块42都是相等带宽的，则每个干扰组30仅得到频谱的25％。
在该示例中，每个干扰块42是33个符号宽。假设分配用于下行发送的干扰块42被称为a-b-c-d-重复模式中的下行块44；分配用于上行发送的干扰块42被称为c-d-a-b-重复模式中的上行块46。下行块44可以通过2个块的偏移与上行块46排成一队。块a和c之间的间隙是保护时间(包括块b和d)。保护时间至少为32个符号宽，以适应下行频率交织。包括额外的符号，以考虑总共33个符号的干扰组中的时间差。
转到图7，图7是示出根据通信系统10的实施例的示例细节的简化框图。一般意义上，当时域交织机制一般在符号级实现时，ofdm符号的不同载波被延迟不同的量。当沿着频率进行载波分配时，时间上的交织对于突发干扰将是有效的；干扰将横穿时间轴中的符号散布到多个前向误差校正(fec)块中。在突发干扰覆盖很多子载波的情况下，交织深度足够大以最小化每个fec块的受干扰子载波的数目。但是，时间交织会引入等于交织深度的延迟。
根据一些实施例，交织50利用了每个符号处沿着频率的多个fec块。在符号上执行时间交织52，并且将频率交织54添加到时间交织52，例如，以实现具有最小延迟的更好的交织效率。相应地，通过简单的存储访问机制而不引入任何延迟地对每个符号时间处的符号进行重排。通过将频率交织54添加到时间交织52，有效交织深度是频率交织深度和时间交织深度的积。对交织数据进行逆快速傅里叶变换(ifft)，并横穿突发信道发送交织数据。在接收机处，对接收数据进行快速傅里叶变换(fft)和频率解交织56，并且随后对接收数据进行时间解交织58。
转到图8，图8是示出根据通信系统10的实施例的示例细节的简化框图。根据将时间交织52添加到频率交织54的实施例交织50，干扰在解交织后落入不同的fec块(即使存在沿时间的浅交织深度)，从而产生具有最小延迟的增强交织性能。
转到图9，图9是示出根据通信系统10的实施例的频率交织54的示例细节的简化框图。考虑假设示例包括符号62与子载波64之间的映射60。在映射60中将12个符号62映射到对应的12个子载波64。根据频率交织54，将子载波64布置到两列中并且沿着每列按照升序排序(例如，列1中1-6、列2中7-12)。通过按照升序(从下到上)读取两列的行来对子载波64进行重新排序。子载波64在频率交织54之后的最终顺序不再是单纯的升序。符号62和子载波64之间的最终映射66不同于频率交织54之前的映射60。
转到图10，图10是示出根据通信系统10的实施例的交织50的示例细节。为了进一步说明，考虑具有16384个子载波(192mhz，12.5khzcs)的示例。将16384个子载波布置为8列中，每列具有2048个子载波。通过16200比特密度奇偶校验(ldpc)和256正交幅度调制(qam)，每列具有一个fec码字(cw)。在交织阶段，符号与子载波之间的映射是这样的，即符号是沿着列写入并沿着行读出的。在解交织阶段，符号是沿着行写入并且沿着列读出的。
转到图11，图11是示出根据通信系统10的实施例的示例操作70的简化流程图。可以假定操作70将在特定的一个电缆调制解调器16处执行。在一些实施例中，mac调度器26实现分布式智能调度机制用于t-r协调，例如，以使调度机制具有更大的扩展性。分布式智能调度由电缆调制解调器16实现，而不在cmts14处被集中实现。分布式调度机制保持下行和上行调度相互异步。
一般，根据分布式调度机制，将电缆调制解调器16划分为较大数目的干扰组30，每个干扰组30具有相对较小数目的电缆调制解调器16。通过测距过程建立干扰组30。在一个或多个发送单元(例如，feccw)中实现从cmts14到电缆调制解调器16的某频率范围中的下行发送。每个feccw包括识别正在接收该feccw的数据的特定干扰组、并且区分到该干扰组的某频率范围内的下行发送和到其他干扰组的下行发送的组标签。在示例实施例中，根据docsis3.1标准，feccw组标签可以被包括在fec下一码字指针字段(nco)中。在72，执行操作70的电缆调制解调器接收feccw。在74，其根据feccw中的组标签识别目标干扰组。在76，做出目标干扰组是否与电缆调制解调器所属的本地干扰组相同的判定。如果本地干扰组不是目标干扰组，则在78可以忽略feccw(和后续的下行发送)。
如果本地干扰组是目标干扰组，则电缆调制解调器在80确定下行接收时间窗。feccw中的组标签是在时间上提前若干cw或者在单独结构中，使得目标干扰组中的电缆调制解调器可以在实际接收之前就预见到接收下行数据并且相应地调度上行发送。在82，电缆调制解调器做出其是否在所预见的时间窗期间调度了任何上行发送的判定。根据各种实施例，接收feccw的目标干扰组中的电缆调制解调器16不被允许进行上行发送。因为电缆调制解调器16在上行发送时间之前请求带宽，一些电缆调制解调器16可能在下行发送时间窗期间已经接收到许可。(cmts14没有实施调度限制，并且自由发放许可。)因此，82处的判定可以包括识别可用于所预见的时间窗期间的任何许可。
如果没有调度上行发送，则在84，电缆调制解调器在所预见的时间窗外部调度上行发送(例如，在所预见的时间窗之前或之后)。在86，电缆调制解调器将上行发送中的时槽或符号时间与下行接收中的时槽或符号时间相关联，从而对齐上行和下行符号。另一方面，如果调度上行发送，则在88，电缆调制解调器在所预见的时间窗期间抑制上行发送，从而丧失上行发送机会。在90，可以通过以更高优先级向cmts14重发请求来管理该丧失。在一些实施例中，cmts14可以轮询目标电缆调制解调器(其正在向这些目标电缆调制解调器发送下行发送)，以核实所抑制的发送。
在一些实施例中，限制每个电缆调制解调器的下行带宽，并且可以分层级地对每个干扰组的下行带宽进行速率限制，以避免上行发送被锁定。通信系统10的实施例可以不要求在cmts14处进行任何下行和上行校准与对齐。例如，由于较大的服务区域尺寸，长保护时间也可能是不必要的。对于相互距离足够近从而会影响彼此的电缆调制解调器16，参考是本地的。在各种实施例中，电缆调制解调器16可以在数据的下行发送时间之前被“警告”，并且可以相应地抑制上行发送。
每个干扰组30变为每次进行一个方向的发送的单工组。因为干扰组30的尺寸(例如，成员)较小并且存在很多干扰组，所以电缆网络12中的整体效果是全双工通信。在各种实施例中，任意一个电缆调制解调器都具有等于全频谱的一个副本的聚合带宽。节点上的整个干扰组具有等于频谱的两倍的聚合带宽。
在包括分布式智能调度的一些实施例中，第一干扰组预计到特定频率范围将不被第二干扰组用于上行发送并且劫持该频率范围用于其自身的上行发送。该预计可以基于到第二干扰组中的一个或多个电缆调制解调器的流量、流量或设备的优先级、来自cmts14的备份列表信息、竞争req时隙组、或者其他适当参数。
转到图12，图12是示出根据通信系统10的实施例的mac调度器26的示例细节的简化框图。mac调度器26包括测距调度器100、报告接收机102、mer分析器104、分类器106、聚合器108、频率规划器110、以及群组生成器112。存储器元件28可以存储包括一个或多个受干扰列表114、全球受干扰列表116、一个或多个干扰列表118、以及全球干扰列表120在内的各种数据。
在频率规划和分组期间，mac调度器26可以针对电缆网络12中特定的一个电缆调制解调器16(例如，cm1)生成与某频率范围相关联的受干扰列表114。受干扰列表114可以包括其在该频率范围中的下行接收受到电缆调制解调器cm1在该频率范围中的上行发送的干扰的电缆调制解调器16的第一列表。仅出于示例目的，假定第一电缆调制解调器列表包括电缆调制解调器cm2和cm3。换言之，针对cm1的受干扰列表114包括cm2和cm3。mac调度器26可以针对电缆网络12中的其他电缆调制解调器16(例如，cm1…cmm)重复受干扰列表生成过程。例如，针对cm2的受干扰列表114可以包括cm2和cmm；针对cm3的受干扰列表114可以包括cm1…cmm，等等。
针对用在电缆网络12中的频谱中的其他频率范围重复受干扰列表生成过程。例如，可以将频谱划分为n个频率范围(例如，f(1)至f(n))，并且可以针对n个频率范围中的每个频率范围重复受干扰列表生成过程，其中，针对电缆网络12中的每个电缆调制解调器和每个频率范围生成单独的受干扰列表114。聚合器108可以将所生成的受干扰列表聚合为全球受干扰列表116。
mac调度器26可以进一步针对一个电缆调制解调器16(例如，cm1)生成与某频率范围相关联的干扰列表118。干扰列表118包括其在该频率范围中的上行发送干扰电缆调制解调器cm1在该频率范围中的下行接收的电缆调制解调器的第二列表。仅出于示例目的，假定第二电缆调制解调器列表包括cm2…cmm。换言之，针对cm1的干扰列表118包括cm2、cm3、…cmm。mac调度器26可以针对电缆网络12中的其他电缆调制解调器16(例如，cm1…cmm)重复干扰列表生成过程。例如，针对cm2的干扰列表118可以包括cm1和cm3；针对cm3的干扰列表118可以包括cm2等。针对用在电缆网络12中的频谱中的其他频率范围f(1)-f(n)重复干扰列表生成过程。聚合器108可以将所生成的干扰列表聚合为全球干扰列表120。
在各种实施例中，为了生成针对电缆调制解调器cm1的在特定频率范围(例如，f(1))的受干扰列表114，测距调度器100调度电缆调制解调器cm1在维护窗口(例如，初始测距窗口、竞争窗口等)期间发送频率范围f(1)中的测距信号。报告接收机102从电缆网络12中的其他电缆调制解调器cm2…cmm接收指示对该频率的相应下行接收的干扰的报告。该报告包括mer值。mer分析器104分析所接收的报告并基于报告识别出受到发送电缆调制解调器cm1的干扰的电缆调制解调器cm2和cm3。该识别可以基于mer的值超过预定阈值(绝对或相对)。例如，cm2和cm3可能报告了电缆调制解调器cm2…cmm中的最高mer值。分类器106将所识别出的电缆调制解调器cm2和cm3添加到第一列表并且添加到针对电缆调制解调器cm1的受干扰列表114。
在各种实施例中，生成针对电缆调制解调器cm1(和其他电缆调制解调器16)的干扰列表118包括从全球受干扰列表116中推导出第二电缆调制解调器列表。例如，对于电缆调制解调器cm1和每个频率范围，分类器106从全球受干扰列表116中查找在该频率范围上干扰电缆调制解调器cm1的电缆调制解调器。干扰调制解调器被作为在该频率范围上针对电缆调制解调器cm1的条目被输入到相应的干扰列表118。在各种实施例中，干扰列表118和受干扰列表114不经常被更新；它们可以在电缆网络12改变(例如，添加额外的电缆调制解调器、或者移除现有的电缆调制解调器)时被更新。
频率规划器110基于全球受干扰列表116和全球干扰列表120，为电缆调制解调器16(cm1…cmm)分配相应的下行接收频率范围和上行发送频率范围。例如，可以为cm1分配下行接收频率范围f(1)和上行发送频率范围f(3)；可以为cm2分配下行接收频率范围f(3)和上行发送频率范围f(n)；等等。在各种实施例中，分配是基于先到先得的。例如，可以基于全球受干扰列表116和全球干扰列表120，从频率范围中选择下行接收频率范围并将其分配给第一可用(例如，辨认出、识别出、列出、分类出等)的未分配的电缆调制解调器，以排除其他电缆调制解调器。
在一些实施例中，分配可以替代地基于非聚合列表。注意，聚合操作仅仅是为了方便，并且可以在不偏离实施例的范围的条件下省去。mac调度器26向电缆调制解调器16(cm1…cmm)发送包括相应分配的下行接收频率范围和上行发送频率范围的相应分配信息。
在一些实施例中，群组生成器112将电缆调制解调器16分组为干扰组30，每个干扰组在频率上与其他干扰组隔离，向每个组中的电缆调制解调器分配共同的下行接收频率范围和共同的上行发送频率范围。例如，可以将电缆调制解调器cm1、cm2、和cm3分配到组a。可以向电缆调制解调器cm1、cm2、和cm3分配共同的下行接收频率范围f(1)和共同的上行发送频率范围f(2)。在一些实施例中，分组是基于受干扰列表114的。例如，利用包括电缆调制解调器cm2和cm3的第一电缆调制解调器列表将电缆调制解调器cm1分组到针对频率范围f(1)的干扰组a。换言之，当基于受干扰列表114进行分组时，针对相应的频率范围的每个干扰组中的电缆调制解调器的下行接收受到电缆调制解调器在该相应的频率范围中的上行发送的干扰。
在一些实施例中，可以利用自然网络架构来进行分组。例如，将电缆调制解调器cm1和电缆网络12中连接到共同耦合的放大器的其他电缆调制解调器cm3和cmm分到干扰组a中。在一些实施例中，可以将干扰组进一步划分为相对隔离的多个子组，其中，例如，每个子组中包括附接到对应的共同阀门(其比干扰组的共同的放大器在朝向电缆调制解调器的网络中的更下游)的电缆调制解调器。在各种实施例中，干扰组中的电缆调制解调器在第一频率进行上行发送，并且在频率范围中的不同频率进行下行接收。例如，电缆调制解调器cm1在频率f1进行上行发送，并且在频率范围f(n)中的频率f2进行下行接收。
转到图13，图13是示出根据通信系统10的实施例的cm分组的示例细节的简化框图。在各种实施例中，可以将电缆调制解调器16分组到不同的干扰组30，以使能具有较小干扰甚至没有干扰的全双工通信。为了说明的简明和简单，电缆调制解调器16没有在图中明确示出，而仅由一个或多个阀门分流器22表示。应该明白的是，每个阀门/分流器22可以连接到一个或多个电缆调制解调器16。干扰组30可以包括允许通过智能mac调度进行频率重复利用的rf隔离组。
在各种实施例中，干扰组30为t-r协调提供了基础。一般意义上，t-r协调的目的在于避免电缆调制解调器16之间的干扰。t-r协调是2维资源分配机制，其确保没有来自相同干扰组的cm在正被其他cm用来接收数据的频率上同时进行发送(反之亦然)。二维包括频率和时间。
在各种实施例中，对于特定cm，其干扰组被认为是其下行接收受到该特定cm的上行发送的干扰的cm的群组。干扰组可以依赖于频率。例如，在干扰组a中，电缆调制解调器16在频率f1进行上行发送，并且在不同于频率f1的频率f4进行下行接收；在干扰组b中，电缆调制解调器16在频率f5进行上行发送，并且在频率f2进行下行接收；等等。电缆调制解调器16可以属于多个干扰组，每个干扰组针对一个频率(例如，载波)。在一些实施例中，干扰可以是不对称的：特定cm可以干扰另一cm，但是反过来不是。在其他实施例中，干扰可以是对称的，其中两个cm相互干扰。为了简单，可以将相关的电缆调制解调器16(在任意频率上干扰或者被干扰)分组到单个干扰组中。每个组中的电缆调制解调器16倾向于相互干扰，但是不同组中的电缆调制解调器16之间没有干扰或者只有较小的干扰。
处于相同干扰组中的cm会相互干扰。即，上行信号不会被充分衰减从而被从组合频谱中去除。在一些实施例中，干扰组可以包括相同阀门组中的cm。由于无法确切地知道哪个cm在哪个阀门组上，所以必须进行测量并且作为结果的分组可能不与特定(例如，单个)阀门组精确对齐。
在示例实施例中，可以将电缆网络12的频谱划分为多个频率范围。在一些实施例中，每个频率范围与信道边界对齐。对每个特定的一个电缆调制解调器16以及每个频率范围，mac调度器26可以识别出其上行发送干扰该特定的一个电缆调制解调器16的下行接收的这些电缆调制解调器、以及其下行接收受到该特定的一个电缆调制解调器16的上行发送的干扰的这些电缆调制解调器16(如果它们在相同频率上操作)。基于该识别，mac调度器26避免将电缆调制解调器16分配到会导致它们之间的干扰的频率范围。电缆调制解调器16利用fdd进行操作，并且没有相邻电缆调制解调器16被分配到重叠的下行和上行频率范围。
转到图14，图14是示出根据通信系统10的实施例的cm分组的进一步的示例细节的简化框图。在一些实施例中，频率规划可以利用由电缆网络12中的自然cm分组产生的隔离。注意，电缆网络拓扑很大程度上受到街道和房屋布局的影响，并且会在社区之间剧烈变化。支配电缆调制解调器16之间的干扰的设备性能(例如，耦合、方向性等)也大范围变化。一般，分配电缆在放大器20的输出端扩展出分支(例如，树形架构)。放大器20处的阀门分流器22可以提供每个分支(例如，部分)的电缆调制解调器16之间的大约20db的隔离，而下行信号和上行信号之间的干扰大约为30db，这使得不同组的cm仅最小地干扰(如果有的话)。在一些实施例中，单个分支覆盖的cm可以属于一个组。例如，在放大器20后面分支的两个组a和b的cm不可能相互干扰(组a中的电缆调制解调器16将不会干扰组b中的电缆调制解调器16，反之亦然)。
转到图15，图15是示出根据通信系统10的实施例的cm分组的进一步的示例细节的简化框图。可以在电缆网络12中实现多个等级的cm分组。可以进一步将属于单个干扰组30的cm进一步划分到多个子组31中。例如，考虑cm组a和b，组a中的cm在频率f1进行上行发送并且在频率f2进行下行接收，组b中的cm在频率f2进行上行发送并且在频率f1进行下行接收。组a中附接到阀门p的一些电缆调制解调器16被分配到子组x；组b中附接到阀门q的其他电缆调制解调器16被分配到另一子组y。属于不同子组x和y的cm之间的干扰可以远小于相同子组中的cm之间的干扰(例如，单独在x或y中)。
根据各种实施例，利用自然网络架构的基于频率的cm分组可以改善电缆调制解调器16之间的隔离，并且可以通过频率规划使能全双工操作。群组之间的cm负载均衡可以通过分层次的分组实现。例如，可以通过观察分层次的分组并且横穿群组地移动子组，在组a和组b之间对电缆调制解调器16进行负载均衡。例如，可以基于cm负载均衡的关系，将最初被分配到组a的子组z重新分组到组b中。在一些实施例中，将cm负载均衡作为自动化的度量之一，自动进行频率规划。
转到图16，图16是示出根据通信系统10的实施例的频率规划方案的受干扰列表114的示例细节的简化示意图。这样，在一些实施例中，可以使用具有电缆网络12的抽象模型的随机模拟机制来模拟频率规划方案。例如，通过以下两个列表来模仿电缆网络12：干扰列表118和受干扰列表114。不考虑电缆拓扑和设备性能，频率规划基本上取决于这两个列表；也就是说，网络拓扑和设备的相关特性基本上可以通过这两个列表完全获取。
可以针对电缆网络12中的每个电缆调制解调器和每个频率范围生成示例受干扰列表114。例如，可以将频谱划分为n个频率范围，并且可以针对n个频率范围中的每个频率范围生成每个电缆调制解调器16的受干扰列表114。在一些实施例中，如图所示，可以根据频率范围来对受干扰列表114进行分类。例如，对于频率范围f1，电缆调制解调器cm’1_1、cm’1_2、…cm’1_n的下行接收受到调制解调器cm1的上行发送的干扰；电缆调制解调器cm’2_1、cm’2_2、…cm’2_n的下行接收受到电缆调制解调器cm2的上行发送的干扰；等等。可以针对频率范围f1、f2、…fn中的每个频率范围生成类似的列表。在一些实施例中，为了方便，可以将不同列表折叠到单个列表中(例如，全球受干扰列表116)。
转到图17，图17是示出可以与通信系统10的实施例相关联的用于频率规划的示例操作130的示意流程图。最初，生成全球受干扰列表116和全球干扰列表114。操作开始于132，在第一次迭代中利用初始化为1的索引i选择电缆调制解调器cm(i)。在134，选择频率范围f(j)作为所选择的cm(i)的下行接收频率范围，其中，在第一次迭代中索引j被初始化为1。换言之，在第一次迭代中，试验性地为第一可用电缆调制解调器分配第一次选择的频率范围。在136，通过查找针对f(j)的干扰列表118中针对cm(i)的相应条目，识别出会干扰cm(i)的电缆调制解调器。
在138，做出是否已经为所识别出的电缆调制解调器分配f(j)作为上行发送频率的判定。如果是，则在140，做出所选择的频率范围f(j)是否是最后一块可用频率范围的判定；即，频率索引j是否等于频率范围的最大数目值n。如果是，则在142将cm(i)标记为不支持全双工通信(与这里使用的全双工通信的对称性相同)。操作进行到144，做出所选择的电缆调制解调器cm(i)是否是最后一个可用的电缆调制解调器(换言之，索引i是否等于电缆调制解调器的最大数目值m)的判定。如果不是，则在145，电缆调制解调器索引i增大1，操作进行到步骤132并继续进行。如果所选择的电缆调制解调器cm(i)是最后一个可用的电缆调制解调器，则在146做出迭代是否是所允许的迭代的最大数目的判定。如果不是，则操作进行到132，利用新的频率索引置换。否则，操作结束。返回到140，如果频率索引j不是n，则在147频率索引j增大1，并且操作进行到134并继续进行。返回到138，如果没有将f(j)作为上行发送频率分配给任何电缆调制解调器，则在148，将f(j)作为下行接收频率分配给cm(i)。
在150，选择f(j’)作为电缆调制解调器cm(i)的上行发送频率，其中，在第一次迭代中j’被初始化为1。在152，通过在针对f(j’)的受干扰列表114中查找针对cm(i)的相应条目，识别出会受到cm(i)的干扰的电缆调制解调器。在154，做出是否向任何识别出的电缆调制解调器分配了下行接收频率范围f(j’)的判定。如果是，则在156做出所选择的频率范围f(j’)是否是最后一块可用频率范围的判定；即，频率索引j’是否等于频率范围的最大数目值n。如果是，则在158，将cm(i)标记为不支持全双工通信，操作进行到144并继续进行。如果频率索引j’不是n，则在159频率索引j’增大1，并且操作进行到150。返回154，如果没有将f(j’)作为下行发送频率范围分配给任何电缆调制解调器，则在148，分配f(j)作为cm(i)的下行接收频率范围。操作进行到144并继续进行。
在各种实施例中，操作130不可以被完全优化；例如，下行接收频率范围和上行发送频率范围是基于先到先得分配(fcfs)的。由于不同的电缆调制解调器可以具有不同的干扰特性(例如，一些电缆调制解调器会干扰更多的电缆调制解调器，一些电缆调制解调器会干扰更少的电缆调制解调器)，fcfs不会导致优化的频率分配(例如，很多电缆调制解调器会不支持全双工通信)。为了更完全地利用电缆调制解调器之间的隔离，可以这样分配频率范围，即将具有更好隔离的电缆调制解调器分组在一起并且为它们分配相同的频率范围，以将更多的频率范围留给需要不同的频率范围以避免干扰的电缆调制解调器。在一些实施例中，可以针对下行接收和上行发送为每个电缆调制解调器分配频率范围f(1)…f(n)来执行迭代，并且可以选择频率范围的最佳组合(例如，具有最小数目的受干扰电缆调制解调器的组合)作为最终的分配方案。但是，为了覆盖所有的电缆调制解调器和所有的频率，对于下行接收和上行发送二者，得到最终的分配方案所需要的总迭代数目是(n∧m)∧2，其中，n是频率范围的数目，m是电缆调制解调器的数目。在n＝6、m＝128的情况下，将有总共1.6096e199次迭代，这对于现有的处理器是不实际的。
在一些实施例中，可以实现次优方案，其中，置换频率索引，且针对电缆调制解调器和置换后的频率索引的频率分配是基于先到先得的。执行频率分配迭代多次，每次利用不同的随机选择的频率范围，并且从所完成的迭代中选择下行频率范围和上行频率范围的最佳组合。模拟示出可以通过大约200次频率迭代实现最佳性能。频率规划(利用优化步骤)可能是乏味的，其可以不太频繁地进行(例如，只有在网络发生改变(例如，新阀门和电缆调制解调器的添加等)的情况下执行频率分配)。在一些实施例中，可以利用，例如，软件设计网络(sdn)应用离线执行频率分配。
转到图18，图18是示出根据通信系统10的实施例的收发信机18的示例细节的简化框图。在各种实施例中，下行信号和上行信号中的每个信号在全双工通信期间使用整个频谱。结果，发送信号162(包括从cmts14到电缆调制解调器16的下行数据)和接收信号164(包括从电缆调制解调器16到cmts14的上行数据)在收发信机18处在频率和时间上重叠。一般，发送信号162比接收信号164具有更高的信号等级(例如，具有更大功率)，并且在收发信机18的发射机部分166和接收机部分168之间没有充分隔离的情况下可以完全擦除接收信号164。在各种实施例中，为了在电缆网络12中使能全双工通信，可以在接收机部分168处使用在收发信机18中的dsp170处实现的aic算法来抑制来自发射机部分166的干扰。dsp170包括用于适当地存储指令和数据的存储器元件。时钟模块171有助于用于aic算法的定时功能。在各种实施例中，可以将时钟模块171嵌入在dsp170中。dps170可以被配置为执行fft/ifft或者其他标准dsp操作。还可以在dsp170中包括用于控制操作和i/o操作、并且支持浮点运算的嵌入处理器。
干扰是全双工通信质量的限制因素。不同于背景噪声，不能通过增大发射功率来减轻自干扰的失真效应，因为干扰的数量直接与信号功率本身成比例。尤其是在发射机部分166和接收机部分168之间的信道中存在时间变化时，ofdm机制会受到干扰的影响。
在各种实施例中，由于下行频率和上行频率重叠的全双工通信，耦合到接收机部分168的干扰来自发射机部分166。理论上，发送信号162对于收发信机18中的接收机部分168是已知的或者可以被该接收机部分168访问；理想地，发送信号162的副本可以被用作参考信号来消除接收机部分168处的干扰。但是，接收机部分168接收到的作为参考的发送信号162的副本是不包括任何信道效应(例如，微反射)的“理想”发送信号，而耦合通过接收机部分168的实际干扰具有信道效应。在各种实施例中，在dsp170中执行的aic算法通过信道估计算法来估计发送信号162的信道效应。接收机部分168将估计出的信道效应强加到发送信号162的理想副本上，并且使用发送信号162的修改后的副本来消除干扰。
转到图19，图19是示出根据通信系统10的实施例的收发信机18的示例细节的简化框图。在下行路径172上，ofdm信号基带生成器(未示出)生成基带参考信号。在示例实施例中，基带参考信号包括带宽为12.8mhz、时钟频率为20.48mhz、具有包括20khz的子载波间隔的ofdm特性、快速傅里叶尺寸为1024、并且循环前缀高达1.2207μs(例如，25个时域采样)的伪随机二进制序列(prbs)信号。在一些实施例中，与外部ofdm信号生成器的外部接口输入将在ofdm基带参考信号中发送的信号。在一些实施例中，具有数据的基带信号被上采样20次达409.6mhz，例如，以调谐到从0mhz到150mhz的频谱中的任意期望位置。20次过采样被划分为5次、2次、和2次的3个步骤，每个步骤都进行半带谐波抑制滤波。正交调制器对过采样信号进行调制，以生成数字基带ofdm信号174(为了简洁，数字基带(bb)ofdm信号可以替代地被简称为bb信号)。
bb信号174被作为参考信号提供给aic模块176(例如，在dsp170中实现)。aic模块176包括实现适当aic算法的指令块。在数模变换器(dac)177处进一步将bb信号174变换为rf信号162；放大器178对rf信号162进行放大。双向组合器-分流器179在下行路径172上将经过放大的rf信号162发送到收发信机18外部。
由于全双工操作，所发送的rf信号162可以在与上行路径180中的信号的频率重叠的一个或多个频率中在上行路径180上被反射回收发信机18。上行路径180是指收发信机18的包括上行信号的传送路径的部分(从电缆调制解调器16到cmts14)。因此，所反射的信号会干扰上行路径180上的另一上行发送(例如，来自电缆调制解调器16)，生成包括受到所反射的信号的干扰的上行发送的rf信号164。在各种实施例中，期望提取没有来自所反射的信号的干扰的上行发送。
可以在双向组合器-分流器179处接收rf信号164。所接收的rf信号164的一部分可以在下行路径172上被反射回来，干扰rf信号162从而生成rf参考信号182，该rf参考信号182在被模数变换器(adc)183变换后作为数字信号被提供给aic模块176。在上行路径180上，所接收的rf信号164被放大器184放大，被adc185变换为数字信号，并被馈送到aic模块176。
aic模块176基于bb参考信号174和rf参考信号182，减少rf信号164中来自所反射的信号的干扰，产生期望信号186作为输出。一般意义上，可以从bb参考信号174和rf参考信号182测量信道脉冲响应。在各种实施例中，aic模块176执行aic算法，并消除所接收的rf信号164中来自所发送的rf信号162的干扰。在一些实施例中，在干扰消除之前，rf信号164可以通过正交解调器进行处理并且被进行抽取，在抽取出，所接收的409.6中间频率(if)信号被抽取20次以得到20.48mhz的基带信号。在一些实施例中，20次抽取被分为2次、2次、以及5次的三个步骤，每个步骤都进行半波混叠滤波。用于过采样的谐波抑制滤波器被作为抗混叠滤波器重复使用。
在各种实施例中，对干扰消除后的信号186进行解调，并将其馈送到ofdm信号接收器(未示出)。干扰消除后的ofdm信号接收可以包括以下特征：时间追踪、频率追踪(例如，在发射机部分166和接收机部分168共享相同的系统块171的情况下可以不使用)、信道估计、循环前缀移除、逆快速傅里叶变换(ifft)、星座计算、以及mer计算。在一些实施例中，接收机部分168的ofdm信号处理部分可以在外部计算设备中离线实现。干扰消除后的信号可以被发送到外部计算设备，并被利用适当的后处理算法进行后处理。
转到图20，图20是示出根据通信系统10的实施例的收发信机信号流和干扰消除的示例细节的简化框图。在下行路径172上所发送的rf信号162可以经由多个路径循环回来。一般，所发送的rf信号162被从电缆网络12反射回收发信机18。例如，一个反射可以通过双向组合器-分流器179的端口耦合；来自相应阀门/分流器22处的信号振铃的其他反射可以发生在阀门/分流器22处。所反射的信号包括所发送的rf信号162的时移采样，每个时移采样相对于所发送的rf信号162被衰减不同的量。
假设放大器176的增益为～30db，并且双向组合器-分流器177的两个输出端口之间的隔离为～30db。通过组合器端口耦合的反馈信号可以比主信号低30db，与信号振铃导致的干扰相比，该反馈信号仅贡献了总干扰的一小部分。通过信号振铃的反馈可以是更主要的。假设阀门的名义回波损失为～20db，加上电缆/组合器的附加的4db损失，发送信号162的被反射部分可以是比收发信机18的上行路径180上的期望信号高6db。为了数学上的简单，来自信号振铃的干扰(例如，发送信号162到上行路径180的反射和接收信号164到下行路径172的反射)相比来自外部收发信机18的反射是更为主要的。
出于在数学上进行说明的目的，bb参考信号174在图中被称为tx1’或者替代地被称为rx_r0；rf参考信号182包括tx2’(表示发送信号162)和rx0(包括所接收的rf信号164的一部分)，并且被称为rx_r(为了数学表示方便)；τ对应于延迟，τ_i是上行路径180上的延迟，τ_r是下行路径172上的延迟。下表中给出了这里描述的图中的数学符号(例如，记号)的说明：
aic模块176根据aic算法执行多次迭代以减少干扰。在一些实施例中，aic算法包括计算缩放因子c1和c2、以及卷积系数w1和w0的值，这些值被用来计算并消除发送信号和接收信号的干扰。aic模块176使用各种数学函数(包括卷积)来执行干扰计算。一般意义上，卷积是对两个函数的数学运算，产生一般被看做原函数之一的修改后的版本的第三函数。例如，卷积是两个函数之一被反转并移位后这两个函数的乘积的积分。在数学上，函数f(t)与g(t)的卷积可以被写为(f*g)(t)：
因为干扰会由于发送信号和反射信号之间的时移或时滞出现，因此卷积可用(例如，时间t处的信号受到时间t-τ处的发送信号的干扰等)。一般意义上，时域的卷积可以由频域的乘法表示。aic算法对所接收的rf信号164和rf参考信号182执行卷积，然后从经过卷积的所接收的rf信号中消除经过卷积的rf参考信号。aic算法在所接收的rf信号164和rf参考信号182的时移采样上使用考虑了反射中的时间延迟的卷积系数w0和w1，时移采样被利用缩放因子c1和c2进行加权(例如，考虑衰减)。aic算法迭代地计算卷积系统w0和w1以及缩放因子c1和c2。
转到图21，图21是示出根据通信系统10的实施例的aic模块176的示例细节的简化框图。aic模块176包括用于将输入信号(例如，rf信号4和182)分离到多个子载波(例如，m个子载波)中的fft模块190。对应于多个子载波的多个aic块192(例如，aic0、aic1、…aicm-1)对各个信号执行aic迭代。rf参考信号182在被(例如，adc183)变换为数字信号后被提供给fft模块190；类似地，所接收的rf信号164在被(例如，adc185)变换为数字信号后被输入到fft模块190。由于全双工通信意味着上行和下行的共用频率范围，bb参考信号174和rf参考信号182可以指示针对上行和下行通信二者的共同的信道脉冲响应。基于数字参考信号174中包括的多个子载波频率的信息，来自fft模块190的经过变换的信号可以被分离到单独的子载波频率中。每个aic块192可以单独执行aic算法以减少干扰。
转到图22，图22是示出根据通信系统10的实施例的aic模块176的示例细节的简化框图。r(t)是输入到aic模块176的rf参考信号182；i(t)是与期望信号186耦合的干扰信号；z(t)是输入的rf信号164，并且包括干扰信号i(t)和期望信号s(t)的组合。可以假定在被划分为n个时段的时间间隔期间来自信号的干扰来执行aic算法。例如，干扰可以包括干扰信号r(t)、r(t-τ)、r(t-2τ)、…r(t-(n-1)τ)。每个时移采样r(t-τ)、r(t-2τ)、…r(t-(n-1)τ)可以被适当衰减。衰减可以被捕捉，作为对应于n个时段的权重因子c0、c1、…cn-1。例如，基于参考信号估计的干扰信号包括c0r(t)+c1r(t-τ)+…+cn-1r(t-(n-1)τ)。在示例实施例中，权重因子可以包括缩放因子c1和c2以及卷积系数w0和w1的组合。
可以将估计出的干扰信号与输入信号进行比较，并计算出包括差值的残余信号。该残余信号可以被用来适当地更新权重因子c0、c1、…cn-1的值。残余信号可以指示必须进行进一步的迭代，并且权重因子c0、c1、…cn-1的值可以被更新，操作可以被重复直到得到可接受的残余信号为止。aic算法可以在数秒内收敛并全面生效。电缆网络12中的信道是准静态的(即，没有移动性)，aic算法可以保持由诸如，温度变化、环境改变、或者设备老化之类的各种参数导致的信道变化的追踪。
注意，在一些实施例中，aic模块176针对没个子载波频率单独执行这里描述的aic算法。在这些实施例中，r(t)、z(t)、i(t)、和s(t)对应于各个信号(例如，rf参考信号182、rf信号164、干扰信号、以及期望信号186)的与aic算法在其执行的特定子载波频率对应的部分。例如，如果aic算法正在子载波频率i处执行，则ri(t)、zi(t)、ii(t)、和si(t)对应于rf参考信号182、rf信号164、干扰信号、期望信号186在子载波频率i处的部分。
转到图23a和23b，图23a和23b是示出根据通信系统10的实施例的示例放大器20的简化框图。注意，放大器20比收发信机18更复杂，但是基本dsp构造功能块类似。放大器20包括分别在下行路径172和上行路径180上的振铃抑制器200、下行放大器202、上行放大器204、以及每端的双向组合器-分流器206。除了用于回声消除的一些修改以外，振铃抑制器200中的dsp算法类似于收发信机18的aic模块176。一般意义上，不连续性难免存在于电缆网络12中(例如，阀门/分流器的有限回波损耗等)，并且导致信号回弹从而产生信号振铃。信号振铃是全双工操作中下行路径172和上行路径180之间的干扰的主要来源。
下行路径172上的信号流通过一端的双向组合器-分流器206进入放大器20，流过下行路径172上的振铃抑制器200，在下行放大器202处被放大，并且通过另一端的双向组合器-分流器206退出。上行路径180上的信号流通过一端的双向组合器-分流器206进入放大器20，流过上行路径180上的振铃抑制器200，在上行放大器204处被放大，并且在另一端的双向组合器-分流器206退出。下行路径172和上行路径180上的信号流可以被认为是彼此的镜像；因此，下行路径172上的振铃抑制器200可以与上行路径180上的振铃抑制器200相同。
在一些实施例中，在振铃抑制器200中实现两个步骤的回声消除。在步骤1，利用轻松消除规范(例如，将干扰抑制到期望信号以下数db)实现收发信机18的aic算法。该步骤的一些干扰残留会循环回到放大器20的另一路径(在该路径中在步骤2中抑制该干扰残留)，并且一些干扰残留继续行进到收发信机18(在收发信机18的aic模块176该部分干扰残留被消除)。在步骤2，可以消除来自相同路径的回声。步骤2的回声消除算法包括经修改的aic算法，其中，干扰信号是相同路径上的前一步骤的输出信号。为了使能回声消除，可以在每个路径上添加延迟，以确保反射在时间上不同于主信号，从而使得它们能够被利用回声消除算法抑制。
为了进一步说明，振铃抑制器200包括两个回声消除模块208和210。回声消除模块208的输入包括来自另一路径的bb参考信号212和rf参考信号214(例如，对于上行路径180上的振铃抑制器200，bb参考信号212和rf参考信号214来自下行路径172，反之亦然)。与收发信机18不同，放大器20需要在每个路径上对其自身的信号进行回声消除。因此，回声消除模块210对从回声消除模块208输出的信号执行回声消除。回声消除模块210的参考信号可以包括来自回声消除模块208的经过时移后的输出信号。在示例实施例中，时移可以经过两个时间周期(2τ)。来自回声消除模块210的输出的数字部分可以作为bb参考信号212被馈送到另一路径上的振铃抑制器200。
转到图23b，图23b示出了根据通信系统10的实施例的放大器20的示例数学细节。放大器20可以被认为包括虚部分离器219周围的镜像216和218。每个部分216个218包括放大器、流过下行路径172的信号、流过上行路径180的另一信号、以及两个回声消除模块208和210。为了简明，回声消除模块208被称为均衡器1(eq1)，回声消除模块210被称为均衡器2(eq2)。eq1计算卷积系数w0和w1；eq2计算卷积系数w2。在下表中说明附图中的各种符号和标记：
转到图24，图24是示出根据示例实施例的用于计算卷积系数的示例aic算法220的简化示意图。放大器20的均衡器208(eq1)和收发信机18的aic模块176执行算法220,并确定卷积系数w0和w1的值。这里给出的aic算法220是matlab语言的。但是，本领域普通技术人员将明白的是，可以使用任何适当的编程语言来实现实施例的广泛范围内的aic算法220。
转到图25，图25是示出根据示例实施例的用于计算卷积系数的示例回声消除算法222的简化示意图。放大器20的均衡器210(eq2或eq2’)执行回声消除算法222并确定卷积系数w2的值。这里给出的回声消除算法222是matlab语言的。但是，本领域普通技术人员将明白的是，可以使用任何适当的编程语言来实现实施例的广泛范围内的回声消除算法222。
转到图26，图26是示出根据通信系统10的实施例的放大器20的硬件实施方式的示例细节的简化框图。放大器20可以包括下行放大器202、上行放大器204、下行接收模块224、以及上行接收模块226。每个接收模块224可以类似于收发信机18的接收机部分168。dsp228可以执行aic算法220和回声消除算法222。在一些实施例中，振铃抑制器200可以被实现在dsp228中。时钟230可以帮助dsp228的定时操作。诸如，下行放大器202、上行放大器204、下行接收模块224、以及上行接收模块226之类的各种模块可以适当地相互rf屏蔽。
转到图27，图27是示出根据通信系统10的实施例的与干扰消除相关联的示例操作250的简化流程图。在252，在网络元件的第一路径(例如，下行路径172或上行路径180)上生成bb参考信号(例如，tx1’)。如这里使用的，术语“网络元件”包括收发信机(例如，收发信机18)、放大器(例如，放大器20)、或者电缆网络12的支持全双工通信的其他网络组件(通过该网络组件的信号流在上行方向和下行方向的频率范围重叠)。如果网络元件是收发信机，则可以在收发信机14生成bb参考信号tx1’；如果网络元件是放大器，则可以从第二路径提供bb参考信号(例如，如果第一路径是下行路径172，则第二路径是上行路径180，反之亦然)。
在254，将bb参考信号tx1’变换为第一rf信号tx2’。在256，将bb参考信号tx1’作为bb参考信号rx_r0提供给信号处理器(例如，dsp170、dsp228)。在258，在第一路径上发送第一rf信号tx2’。在260，将第一rf信号tx2’反射到第二路径中。在262，反射(例如，rx_i)干扰第二路径上的信号(例如，rx0)，生成第二路径上的第二rf信号rx(rx＝rx0+c1*rx_i)。在264，将第二rf信号rx作为输入提供给信号处理器(例如，适当放大并变换到数字域后)。在266，第二rf信号被反射到第一路径。在268，反射干扰第一rf信号tx2’，生成第一路径上的rf参考信号rx_r(rx_r＝tx2’+c2*rx0)。在270，rf参考信号rx_r被提供给信号处理器(在适当放大并变换到数字域后)。在272，信号处理器基于bb参考信号rx_r0和rf参考信号rx_r减少第二rf信号rx中来自第一rf信号tx2’的反射的干扰，以生成输出tx0。在274，如果网络元件是放大器(例如，与收发信机相对)，则信号处理器进一步减少第二rf信号rx中来自其本身的回声的干扰，以生成输出tx1；实际上，tx0的时移采样作为用于回声消除目的的参考信号被馈送。在一些实施例中，在276，时移等于两个时间周期(例如，2τ)。这里描述的操作252到276包括第二路径上的干扰消除(由于来自第一路径的反射)。
在278，形象地转置第一分支和第二分支。换言之，输出tx1包括第二路径上的bb信号，该bb信号被作为用于第一路径上的干扰消除的bb参考信号馈送给第一路径的aic模块。重复操作252至276，用于第一路径上的干扰消除(由于来自第二路径的反射)。注意，收发信机不具有并行的镜像路径，并且在干扰消除操作方面没有放大器复杂。
转到图28，图28是示出根据通信系统10的示例实施例的可以与aic操作相关联的示例操作280的简化流程图。在282，可以将提供给信号处理器(dsp170、dsp228)的输入信号(rx、rx’)和参考信号(例如，rx_r、rx_r’)划分到频域中的子载波中(例如，在fft后，并且与bb参考信号rx_r0、rx_r1’相比)。输入信号是指将被处理以移除干扰的信号。在284，对输入信号进行卷积函数的处理。例如，卷积函数可以产生包括输入信号的经过加权并经过时移的采样。在286，对参考信号进行另一卷积函数的处理。例如，另一卷积函数会产生包括参考信号的经过加权并经过时移的采样的另一信号。在290，从经过卷积的输入信号中去除(减去)经过卷积的参考信号。可以在每个子载波频率重复操作284至290。
转到图29，图29是示出根据通信系统10的示例实施例的可以与aic操作相关联的示例操作300的简化流程图。在302，确定rf参考信号(r(t))的时移采样(例如，在时间t、t-τ、t-2τ、…t-(n-1)τ)。在304，估计权重因子(例如，c1、c2、…cn-1)。在306，估计作为时移采样的加权和的干扰信号(例如，
转到图30a、30b、30c，图30a、30b、30c示出了各种放大器类型的模拟结果。图30a示出了放大器20不包括回声消除模块210(例如，eq2)的情况下的接收信号星座。在接收机输出端，干扰等级是14dbm，期望信号等级是0dbm。期望信号的snr(热噪声，没有损害)是50db。图30b示出了信号tx2的信号质量，图30c示出了信号tx2’的信号质量。
注意，在本说明书中，对包括在“一个实施例”、“示例实施例”、“实施例”、“另一实施例”、“一些实施例”、“各种实施例”、“其他实施例”、“替代实施例”等中的各种特征(例如，元件、结构、模块、组件、步骤、操作、特性等)的引用用于表示任意这些特征被包括在本公开的一个或多个实施例中，但是不一定被结合在同一实施例中。另外，单词“优化”、“最佳”以及相关术语是指代特定输出的速度和/或效率的改进，而不用于指示用于实现所指定的输出的过程已经实现，或者能够实现“最佳”或者完美的速度/完美的效率状态。
在示例实施方式中，可以在例如，cmts14、mac调度器26、放大器20、以及收发信机18中用软件实现这里给出的活动的至少一些部分。在一些实施例中，这些特征中的一个或多个特征可以被实现在硬件中，被提供在这些元件外部，或者被以任何适当形式合并以实现期望的功能。各种组件可以包括可以协作以实现这里描述的操作的软件(或往复软件)。在又一些实施例中，这些元件可以包括有助于其操作的任何适当的算法、硬件、软件、组件、模块、接口、或者对象。
另外，这里描述并示出的cmts14、mac调度器26、放大器20、以及收发信机18(和/或它们的相关结构)还可以包括用于在网络环境中接收、发送、和/或传送数据或信息的适当接口。另外，与各种节点相关联的处理器和存储器元件中的一些可以被移除或者被合并，从而使得单个处理器和单个存储器元件可以负责某些动作。一般意义上，图中描绘的布置更多地是它们的逻辑上的表示，而无力架构可以包括这些元件的各种置换、组合、和/或混合。必须注意的是，无数种可能的设计配置可以被用来实现这里给出的操作目标。因此，相关架构具有无数种替代安排、设计选择、设备可能性、硬件配置、软件实现、装置选择等。
在一些示例实施例中，一个或多个存储器元件(例如，存储器元件28)可以存储用于这里描述的操作的数据。这包括能够在非暂态介质中存储指令(例如，软件、逻辑、代码等)的存储器元件，从而使得指令被执行以实现说明书中描述的动作。处理器可以执行与数据相关联的任意类型的指令，以实现说明书中详细描述的操作。在一个示例中，处理器(例如，处理器27、dsp170、dsp228)可以将元件或物品(例如，数据)从一种状态或物品变换为另一种状态或物品。在另一示例中，这里给出的动作可以利用固定逻辑或可编程逻辑(例如，由处理器执行的软件/计算机指令)实现，并且这里识别的元件可以是一些类型的可编程处理器、可编程数字逻辑(例如，现场可编程门阵列(fpga)、可擦除可编程只读存储器(eprom)、电可擦除可编程只读存储器(eeprom))、包括数字逻辑的asic、软件、代码、电子指令、闪存、光盘、cd-rom、dvdrom、磁或光卡、适于存储电子指令的其他类型的机器可读介质、或者它们的任意适当组合。
这些设备还可以根据需要，适当地在任意适当类型的非暂态存储介质(例如，随机存取存储器(ram)、只读存储器(rom)、现场可编程门阵列(fpga)、可擦除可编程只读存储器(eprom)、电可擦除可编程rom(eeprom)等)、软件、硬件、或者在任意其他适当的组件、设备、元件、或者对象中保存信息。根据特定需求和实施方式，在通信系统10中追踪、发送、接收、或存储的信息可以被提供在任意数据库、寄存器、表格、高速缓存、队列、控制列表、或者存储结构中，所有这些都可以在任意适当的时间帧中参考。这里讨论的任意存储器项应该被覆盖在广义术语“存储器元件”中。类似地，说明书中描述的任何潜在的处理元件、模块、和及其应该被理解为被覆盖在广义术语“处理器”中。
还非常重要的是，注意这里参考上述附图描述的操作和步骤仅示出了可以被系统执行或者在系统中执行的一些可能的场景。这些操作中的一些操作在适当情况下可以被删除或移除，或者这些步骤可以被显著修改或改变(在不偏离所讨论的概念的范围的条件下)。另外，这些操作的时序可以显著改变，仍然可以实现本公开中教导的结果。前面的操作流程已经出于示例和讨论的目的给出。系统提供的实质的灵活性在于，在不偏离所讨论的概念的教导的条件下，可以提供任何适当的布置、时间顺序、配置、或者定时机制。
尽管参考特定布置和配置详细描述了本公开，但是在不偏离本公开的范围的条件下可以显著改变这些示例配置和布置。例如，尽管参考包括某些网络接入和协议的特定通信交换描述了本公开，但是通信系统10也可用于其他交换或路由协议。另外，尽管参考有助于通信过程的特定元件和操作示出了通信系统10，但是这些元件和操作也可以被实现通信系统10的期望功能的任意合适的架构或处理替换。
本领域技术人员可以确定很多其他改变、替换、变形、修改、以及变化，并且希望本公开覆盖落入所附权利要求的范围的所有这些改变、替换、变形、修改、以及变化。为了帮助美国专利商标局(uspto)和本申请上发布的任意专利的任意读者理解所附权利要求，申请人希望注意到该申请人：(a)不希望任意所附权利要求在其递交之日援引35u.s.c.section112第6段(除非特定权利要求中专门使用了“用于…的装置”或“用于…的步骤”)；(b)不期望本说明书中通过任何声明以所附权利要求中没有反映的任意方式限制本公开。
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