使用抽头相关频率偏移估计的增强信道估计的系统和方法与流程

优先权

本申请要求2016年3月7日向美国专利商标局提交的第62/304,863号美国临时专利申请、2016年5月6日向美国专利商标局提交的第62/332,830号美国临时专利申请和2016年7月14日向美国专利商标局提交的第15/210,468号美国专利申请的优先权，上述专利申请的全部内容通过引用并入于此。

本公开通常涉及通信系统，并且更具体地，涉及一种使用抽头相关频率偏移(fo)估计的增强信道估计的系统和方法。

背景技术：

在越来越多数量的国家中，地面交通工具(groundtransportation)以超过300km/h的速度移动，例如，日本东北新干线(320km/h)、德国城际特快(ice)(330km/h)、法国高速动车组(agv)italo(400km/h)和上海磁浮(430km/h)。因此，越来越多数量的移动终端在这种高速环境中使用。然而，在第三代合作伙伴计划(3gpp)规范——例如，演进通用陆地无线接入(e-utra)——中，仅保证通信的性能达到350km/h的最大速度。因此，3gpp发起了关于高速场景下性能增强的新的研究项目。参见rp-142307，3gpptsgranmeeting#66，maui，hawaii，dec.8-12,2014，其内容通过引用并入于此。

关于这方面的努力，已经提出并且测试/模拟了各种信道模型。参见例如r4-150122，“newchannelmodeforsfndeployment(用于sfn部署的新的信道模型)”，huawei；r4-150540，“channelmodelforhighspeedtrain(用于高速列车的信道模型)”，mediatek；以及r4-150554，“highspeedtrainscenarios(高速列车场景)”，cmcc，上述中的每个在2015年2月9日至13日希腊雅典的tsgranwg4会议#74上被介绍，并且上述中的每个整体并入于此。图1示出根据本公开的一个实施例的高速(hs)单频网络(sfn)的图。图1基于r4-150122的图1。

在图1中，高速列车101在轨道110上行驶，其中，一系列射频拉远头(rrh，在图中标记为rru)与轨道110平行地行进。在该系统中，多个n个rrh通过光纤连接以形成单个小区：小区120的rru121到rru(n)以及小区130的rru131到rru(n)。从图1可以看出，通过若干rrh的列车101上的用户设备(ue)受到由于多普勒(doppler)频移导致的频率快速改变的影响以及正在经历时变多径信道。换句话说，ue将经历来自多个rrh的信号的叠加，并且因为ue正在沿着铁路快速地移动，所以诸如多普勒频移、时间延迟和抽头功率的信号属性将动态地改变。在这种hs-sfn场景中，传统的时域信道插值方案——诸如基于杰克(jake)的模型的线性插值和最小均方误差(mmse)估计——不利地执行。

技术实现要素：

因此，本公开旨在至少解决上述问题和/或缺点并且至少提供下述优点。

根据本公开的一方面，在不同信道抽头具有不同多普勒频移的情况下改善了信道估计质量。当在高速(hs)单频网络(sfn)中时，诸如高速列车上的用户设备(ue)，本公开总体地(ingeneral)提供了改善通信的频率追踪和信道插值/估计方法、装置和系统。根据本公开的另一方面，抽头相关频率偏移(fo)估计提供了增强性能的频率追踪。根据本公开的另一方面，使用抽头相关fo估计结果提供了增强性能的信道估计/插值。

根据本公开的一方面，提供一种用于高速单频网络(hs-sfn)的信道估计的方法，包括：在第一反馈回路中至少使用由自动频率控制(afc)提供的频率偏移(fo)估计来计算针对接收信号的估计的fo校正；以及在第二反馈回路中至少使用估计的fo和来自afc的一个或多个信道参数估计来计算信道估计。

根据本公开的另一方面，提供一种锁相环(pll)，包括：每抽头相位检测器，该每抽头相位检测器接收第l正交频分复用(ofdm)符号，处理第lofdm符号的每个抽头i以及针对第lofdm符号的每个抽头i产生每抽头相位值；加法器，该加法器对第lofdm符号的每抽头相位值的所有进行求和；环路滤波器，对第lofdm符号的每抽头相位值的所有的和进行滤波以生成输出；以及压控(voltage-controlled)振荡器(vco)，该压控振荡器接收环路滤波器的输出并且生成pll的输出，该pll的输出也用作对于反馈回路中的每抽头相位检测器的输入。

根据本公开的另一方面，提供一种用于能够在高速单频网络(hs-sfn)中进行信道估计的装置中的锁相环(pll)的操作方法，该方法包括：接收第l正交频分复用(ofdm)符号；确定第lofdm符号的抽头的数量k，其中，i＝0，1，2，...，k-1；处理第lofdm符号的每个抽头i并且针对第lofdm符号的每个抽头i生成每抽头相位值；获得第lofdm符号的每抽头相位值的所有的和；对第1ofdm符号的每抽头相位值的所有的和进行滤波以生成输出；以及至少基于由环路滤波器产生的经滤波的和来生成信道估计，其中，生成的信道估计也用于作为反馈回路的一部分的、针对第lofdm符号的每个抽头i处理和产生每抽头相位值的步骤，。

根据本公开的另一方面，提供一种能够在高速单频网络(hs-sfn)中进行信道估计的调制解调器芯片，包括：至少一个非暂态计算机可读介质；以及至少一个处理器，当执行存储在至少一个非暂态计算机可读介质中的一个或多个上的指令时，使得调制解调器芯片执行至少以下步骤：在第一反馈回路中至少使用由自动频率控制(afc)提供的频率偏移(fo)估计来计算针对接收信号的估计的fo校正；以及在第二反馈回路中至少使用估计的fo和来自afc的一个或多个信道参数估计来计算信道估计。

附图说明

根据结合附图的以下详细描述，本公开的特定实施例的以上和其他方面、特征和优点将更加明显，在附图中：

图1示出根据本公开的实施例的高速(hs)单频网络(sfn)场景的图；

图2示出根据本公开的实施例的在hs-sfn场景中执行信道估计的系统的框图；

图3示出根据本公开的另一实施例的在hs-sfn场景中执行信道估计的系统的框图；

图4示出根据本公开的实施例的时域抽头相关插值(tdi)信道估计方法的流程图；

图5示出根据本公开的实施例的使用信道脉冲响应(mmse-cir)的mmse估计方法的流程图；

图6示出根据本公开的实施例的频域中的mmse估计方法(mmse-fd)的流程图；

图7示出根据本公开的实施例的锁相环(pll)的框图；以及

图8示出根据本公开的实施例的频率追踪的pll结构的框图。

具体实施方式

在下文中，参考附图详细描述本公开的实施例。应当注意，尽管相同的元件在不同的附图中示出，但是它们通过相同的附图标记表示。在下面的描述中，仅提供诸如详细配置和组件的具体细节以帮助全面理解本公开的实施例。因此，对于本领域技术人员应当明显的是，在不脱离本公开的范围的情况下，可以对本文描述的实施例进行各种改变和修改。此外，为了清楚和简明，省略了对已知功能和结构的描述。下面描述的术语是考虑到本公开中的功能而定义的术语，并且可以根据用户、用户的意图或习惯而不同。因此，术语的定义应当基于整个说明书中的内容来确定。

本公开可以具有各种修改和各种实施例，其中，下面参照附图详细描述实施例。然而，应当理解，本公开不限于实施例，而是包括在本公开的范围内的所有修改、等同物和替代物。

虽然包括诸如第一和第二的序数的术语可以用于描述各种元件，但是结构元件不受该术语限制。该术语仅用于将一个元件与另一个元件相区分。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一结构元件可以被称为第二结构元件。类似地，第二结构元件也可以被称为第一结构元件。当在本文使用时，术语“和/或”包括一个或多个相关项的任何和所有组合。

本文使用的术语仅用于描述本公开的各种实施例，而不意图限制本公开。单数形式意图包括复数形式，除非上下文明确指示并非如此。在本公开中，应当理解，术语“包括”或“具有”指示特征、数字、步骤、操作、结构元件、部件或其组合的存在，并且不排除一个或多个其它特征、数字、步骤、操作、结构元件、部件或其组合的存在或添加的可能。

除非不同地定义，否则本文使用的所有术语具有与本公开所属领域的技术人员所理解的含义相同的含义。如在通常使用的字典中定义的术语的那样的术语应被解释为具有与相关技术领域中的上下文含义相同的含义，并且不应被解释为具有理想化的或过于形式化的含义，除非在本公开中清楚地定义。

各种实施例可以包括一个或多个元件。元件可以包括被布置为执行特定操作的任何结构。尽管可以通过示例的方式按照特定布置以有限数量的元件来描述实施例，但是对于给定的实施方式，实施例可以根据期望按照替选布置包括更多或更少的元件。值得注意的是，对“一个实施例”或“实施例”的任何引用意味着结合该实施例描述的特定特征、结构或特性包括在至少一个实施例中。在本说明书中各处出现的短语“一个实施例”(或“实施例”)不必指代相同的实施例。

图2示出根据本公开的实施例的用于执行信道估计的系统的框图。系统200包括频率偏移(fo)校正模块210、信道估计(ce)模块220和自动频率控制(afc)模块230。fo校正模块210提供对于接收的信号的估计的频率偏移(“fo估计”)235，并且向ce模块220输出频率偏移信号。ce模块220基于频率偏移信号计算信道估计(ce)输出。afc模块230从ce模块220接收ce输出，并且针对后续接收的信号确定估计的fo235。

由于每抽头多普勒频移(如图1所示)，诸如高速列车场景信道的hs-sfn信道在频域中表现为像指数函数随时间的总和。参见rp-142307，3gpptsgranmeeting#66，maui，hawaii，dec.8-12，2014。因此，如上所述，传统信道插值方法——诸如假设jake的信道模型的线性插值和最小均方误差(mmse)估计/插值——不能提供足够精确的信道估计，导致显著的性能退化。在hs-sfn场景中这种不良性能的一个原因是接收机中对于频率追踪使用的常规锁相环(pll)。

因此，需要方法、系统和装置来改善接收器诸如在hs-sfn场景中(例如，在高速列车上由用户携带的ue)对具有动态地改变的属性——诸如多普勒频移、时间延迟和功率——的信号的接收。

本公开的实施例针对在不同信道抽头具有不同多普勒频移时——诸如在图1中的情况下，其中，用户设备(ue)在以高速在具有射频拉远头端(rrh)的轨道上移动的列车上——改善信道估计的质量。本文描述了利用每抽头频率偏移估计的信道插值方法以及频率追踪方法。

图3示出根据本公开的实施例的用于执行信道估计的系统的框图。系统300包括频率偏移(fo)校正模块310、信道估计(ce)模块340和增强自动频率控制(afc)模块350。ce模块340从afc模块350接收一个或多个每抽头参数估计357，从而改善信道估计的质量。除了将反馈回路馈送的fo估计355提供回到fo校正模块310之外，afc模块350还将反馈回路馈送的参数估计357提供回到ce模块340。

根据本公开的实施例，ce模块340和afc模块350分别地包括针对信道估计/插值和频率追踪的改进。可以单独地实施对于信道估计/插值和频率追踪的改进。虽然作为示例进行了讨论，但是本公开的实施方式不必限于高速列车或环境上的ue，而是可以应用于当具有与传统方法充分不同的多普勒效应的抽头延迟不准确、低效和/或过于复杂的任何情况。

本ce模块包括三种类型的信道估计方案，以改进hs-sfn信道的信道估计(ce)质量。根据一个实施例，本ce模块提供时域(td)抽头相关插值tdi。为了估计第l正交频域复用(ofdm)符号中的第k子载波上的信道，对m个ofdm符号中的第k子载波上的原始频域(fd)信道值进行插值。基于每抽头频率偏移估计来计算插值系数。插值系数不是子载波相关的，即，相同系数集合被重复使用于(reuse)相同ofdm符号中的所有子载波的信道估计。

根据另一实施例，本ce模块提供使用信道脉冲响应(cir)进行的mmse估计mmse-cir。在cir域中，可以使用来自相邻ofdm符号的原始cir独立地估计每个信道抽头。可以使用每抽头频率偏移、每抽头信道功率和噪声方差的估计来针对每个抽头计算mmse组合权重。为了执行mmse-cir，还需要估计每抽头延迟以识别抽头位置。

根据另一实施例，本ce模块提供频域中的mmse估计mmse-fd。与仅使用相对应子载波的原始信道值的tdi不同，mmse-fd使用每个ofdm符号中的所有子载波的信道值。mmse组合权重是子载波相关的。权重计算需要每抽头频率偏移、每抽头信道功率、每抽头延迟和噪声方差的估计。为了降低计算复杂度，近似解利用子采样的子载波而不是所有子载波。

mmse-cir和mmse-fd实现去噪和信道插值两者。tdi可以在去噪预处理之后使用。tdi、mmse-cir和mmse-fd在高速列车场景中提供实质的ue性能增强。

tdi估计最少的参数以便计算插值系数。tdi仅需要每抽头频率偏移估计，而不是维纳(wiener)滤波器方法所需的每抽头频率偏移估计、每抽头功率估计和噪声方差估计的组合，诸如在huawei’sran4contributionr4-157700中所使用地，其全部内容并入本文。因此，与r4-157700中的维纳滤波器方法相比，就硬件实施方式而言，tdi具有更低的复杂度。由于tdi需要估计更少的每抽头参数，因此tdi对于估计误差更加稳健。

mmse-cir使用cir作为输入，从而在与维纳滤波器方法相比不同的域中进行操作。作为mmse估计，期望mmse-cir具有比维纳滤波器方法更好的ce质量，这是由于它联合地执行去噪和插值。

mmse-fd利用所有子载波来估计每个子载波上的fd信道，而维纳滤波器方法仅使用相对应的子载波。因此，mmse-fd以增加的复杂性为代价提供更好的ce质量。

tdi、mmse-cir和mmse-fd可以应用于具有任意抽头数量的信道模型。

除了前述改进的信道插值方法之外，还提供了改进的频率追踪方法，参照图7和图8。现有的传统的频率追踪算法假设所有信道抽头具有相同频率偏移的环境。然而，在高速列车场景中，每个信道抽头具有特定的频率偏移，并且因此，传统的频率追踪算法无法良好地执行。在本公开中，提供了以下频率追踪方法，在该频率追踪方法中，输出频率被生成为信道的每抽头频率偏移的线性组合。因此，本公开提供了新的频率追踪方法，该新的频率追踪方法未被传统的pll方法涵盖。本公开的频率追踪方法在维持传统的信道插值器结构的同时改进性能。如本文所讨论地，根据本公开的使用抽头相关fo估计的信道插值提供性能增强。

本文描述的本公开的实施例假设具有每抽头频率偏移的k抽头信道。第lofdm符号中的信道脉冲响应由等式(1)给出：

其中，是第i抽头的初始复增益，其包括抽头功率pi和初始相位θi两者；是对于时间分辨率量化(quantize)的第i抽头的抽头延迟；fd，i是第i抽头的频率偏移；ts是符号持续时间。在频域中，第lofdm符号的第k子载波上的相对应信道由等式(2)给出：

本文的等式的推导和详细讨论可以在本申请要求其优先权的序列号为62/230，863的美国临时专利申请中找到，并且其全部内容通过引用并入本文(以下称为‘863临时)。

信道估计方法

tdi:

为了估计k抽头信道，tdi方法需要m≥k个ofdm符号的信道值。这些值可以是原始信道，或者从基于导频的初始信道估计获得。第lofdm符号中的第k子载波的信道值可以表示为其中，ul[k]是误差。m个初始估计可以写为m×1向量，要估计的第lofdm符号上的插值信道由等式(3)给出：

其中，1×m向量由等式(3)(a)给出：

并且，其中，m×k矩阵∑由等式(3)(b)给出：

当l＞m时，需要使用穆尔-彭罗斯(moore-penrose)伪逆法计算∑^-1。本文的tdi等式的导出和详细讨论可以在‘863临时中找到。

图4示出根据本公开的实施例的tdi信道估计方法的流程图。在410，本系统接收原始的/估计的或去噪的频域信道。在420，本系统针对每个ofdm符号中的多个抽头中的每个抽头计算频率偏移。在430，本系统基于每抽头频率偏移来计算在相同ofdm符号中的所有子载波上重复使用的插值系数。在440，本系统使用来自410的原始频域信道和来自430的插值系数执行时域插值，以提供和输出信道估计。

mmse-cir:

mmse-cir基于时域中的原始信道脉冲响应，其假设不同抽头的初始复增益是独立的复高斯随机变量，即gi～cn(0，pi)。第lofdm符号中的噪声原始cir在等式(4)中表示为：

其中，u[n]是表示信道噪声的项，其被假设为复高斯的。因此，来自m个导频ofdm符号的基于原始cir的、第lofdm符号中的cir的mmse估计可以被写为等式(5)：

其中，是对于第lmofdm符号中的第i延迟抽头的mmse权重，其由等式(5)(a)给出：

为了计算这些mmse权重，需要估计每抽头功率pi、每抽头频率偏移fd，i和噪声方差σ²。为了执行整个过程，还需要估计每抽头延迟以便消除非信道样本中的噪声。本文的mmse-cir等式的导出和详细讨论可以在‘863临时中找到。

图5示出根据本公开的实施例的使用cir的mmse估计方法的流程图。在510，本系统接收或确定原始信道脉冲响应。在520，本系统针对每个ofdm符号中的多个抽头中的每个抽头估计：(i)每抽头功率pi，(ii)每抽头频率偏移fd，i，(iii)每抽头延迟以及(iv)噪声方差σ²。在530，本系统使用在520产生的信息来针对每个抽头计算mmse组合权重。在540，本系统使用来自510的原始信道脉冲响应和来自530的mmse组合权重针对每个抽头执行mmse组合，以提供和输出信道估计。

mmse-fd:

mmse-fd是频域中mmse-cir的等效实施方式，如等式(6)中所示：

其中，(k-q)n意味着模n计算，并且是对于第lmofdm符号中的第(k-q)n子载波的mmse权重，其由等式(6)(a)给出：

类似于使用cir的tdi，需要每抽头功率pi、每抽头频率偏移fd，i、每抽头延迟和噪声方差σ²的估计来计算mmse权重。

mmse-fd使用m个ofdm符号中的所有子载波来估计单个子载波的频域信道，这比tdi更复杂。然而，在本公开的另一实施例中，在‘863临时以及本文的mmse-fd等式的推导和详细讨论中描述了使用子采样的子载波来以增加的去噪功率交换(trade)降低的复杂度的近似实施方式。

图6示出根据本公开的一个实施例的fd中的mmse估计方法的流程图。在610，本系统接收或确定原始频域信道。在620，本系统针对多个抽头中的每个抽头估计：(i)每抽头功率pi，(ii)每抽头频率偏移fd，i，(iii)每抽头延迟以及(iv)噪声方差σ²。在630，本系统使用在620产生的信息来针对每个子载波计算mmse组合权重。在640，本系统使用来自610的原始频域信道和来自630的mmse组合权重针对每个子载波执行mmse组合，以提供和输出信道估计。

信道抽头相关的频率追踪方法

图7示出根据本公开的实施例的锁相环(pll)的框图。pll700可以提供用于典型接收机的频率追踪。pll700包括相位检测器710、环路滤波器730和压控振荡器740。

在图7中，为所接收的第l正交频分复用(ofdm)符号的pll输入yl(其中，l＝0，1，2，...)可以表示为等式(7)(a)：

其中，al是pll输入yl的实值幅度而θl是其相位。相位检测器710还接收来自vco740的反馈vl(即，来自pll700的输出)作为输入。相位检测器710生成与相位检测器710的两个输入信号——pll输入vl和反馈输入vl——的相位差成比例的εl作为输出，例如，其中，θl是pll输入yl的相位而是反馈输入vl的相位。接收pll输入vl和反馈输入vl的相位检测器710的主要目的是维持恒定的输出相位检测器710输出εl由环路滤波器730滤波，其输出cl由vco740处理以产生pll输出vl，其可以表示为等式(7)(b)：

图7中的pll700的操作是理想化的，并且最实际的pll不可能满足针对任何任意进入相位θl的这些目的。通常，就θl＝ωl的意义而言，使用归一化波长ω来设计频率追踪pll，该归一化波长ω可以被认为是单位。pll可以被设计为使用等式θl＝ω²l作为基础、使用归一化波长ω来处理θl的更快的变化，但是这样的pll仍然不能够处理任意θl，特别是当θl以抽头等级不断地改变时。

因此，典型的pll不可能在hs-sfn环境中保持恒定，其中，例如，对接收的频率的多普勒效应比正常情况更加极端，导致θl极其快速的变化。换句话说，传统的pll不可能处理任意θl，或等效地，hs-sfn场景。

用于驱动pll的第lofdm符号处的频域信道hl[k]可以由等式(8)表示：

hl[k]＝al[k]e^jωl…(8)

其中，al[k]是幅度而ω是归一化波长ω＝2πfots，其中，fo是假设所有抽头具有相同频率偏移时的频率偏移并且ts是符号持续时间。然而，如果抽头具有不同频率偏移，则与等式(7)(a)中的简化的理想化的al不同，等式(8)中的al[k]可以是复数，这意味着频域信道hl[k]不可能被直接地输入到图7的相位检测器710。

用于处理可能的复幅度输入的一种方法是：使用诸如下面的等式(9)的公式来计算经验相关性，并且然后使用该计算的经验值作为相位检测器输入。

其中，h0[k]被假设为参考信道，以便简化计算经验相关性，其中，h0[k]将依赖于实施方式而变化；其中，a0[k]被假设为参考幅度，以便简化计算经验相关性，其中，a0[k]将依赖于实施方式而变化；以及e[]是期望的整体随机信道实现。

在典型的无线环境中，可以被表示为其中，rl是实值并且δθl≈0。在jake的信道模型下，δθl＝0。在hs-sfn中，每个抽头具有不同频率偏移。在等式(2)中使用ωi＝2πfd，its，等式(9)中的经验相关性可以简化为以下等式(10)：

然而，清楚的是这不能被表示为rle^jωl，其中，rl是实值，并且因此，使用这种经验相关性的传统pll仍然无法实现其目的。这是之前讨论的常规/现有的信道插值器/估计器的显著性能退化的根本原因。

性能退化的问题可以通过修改信道插值器/估计器来缓解。本系统和方法提供修改的pll操作以允许维持传统的插值器/估计器。修改信道插值器/估计器可以是性能优选(performance-wise)的更好的选项，而就降低实施方式复杂度而言，通过使用信道抽头相关频率追踪来修改pll操作可以是更好的选项。

图8示出根据本公开的实施例的用于频率追踪的pll结构的框图。pll800包括相位检测器810、环路滤波器830和压控振荡器840。

在图8中，pll输入yl——接收到的第lofdm符号——被处理为k个抽头的和，其中，索引i＝0，1，2，...，k-1，如等式(11)中的第三形式所示：

其中，al，i是pll输入符号yl的抽头i处的实值幅度，并且ωil是pll输入符号yl的抽头i处的相位。

如本领域普通技术人员熟知地，可以以各种方式执行k个项的确定/识别。这种熟知的方法包括但不限于多信号分类(music)和经由旋转不变技术的信号参数估计(esprit)。一旦每个项被识别，即，针对每个i来识别则可以以与在图7的传统pll中对整个符号yl执行相位检测相同的方式来对每个抽头i执行相位检测。

因此，每抽头相位检测器820执行：(i)根据例如的k个项的识别以及(ii)并行地获取和输出εl，i中的每个，其中，i＝0，1，2，...，k-1个抽头。将这些并行εl，i求和以产生如等式(12)(a)所表示的εl：

其中，ai是抽头i的实值标量。换句话说，对于驱动pll的环路滤波器830的输入εl被确定为每抽头相位的线性组合。由于每抽头εl，i可以表示为等式(12)(b)：

则，εl还可以被表示为等式(12)(c)：

其中，换句话说，图8中的环路滤波器输入εl实质上等效于的情况。图8的pll可以维持恒定εl，使得pll可以追踪

虽然图8的修改的pll可以追踪相对应的但是这样的追踪仅在存在适当/合适的标量ai的值时才有用。‘863临时的附录a讨论了基于诸如载波间干扰(ici)和信道插值的性能和度量来选择“好的”ai的值的细节、优点和缺点。在‘863临时的附录a的结论中，提出了两个具体的ai的选择，如下面的等式(13)(a)和(13)(b)所示：

如‘863临时的附录a中所讨论地，等式13(b)似乎具有更加充分的分析理由，并且根据模拟，提供了更好的分组错误率性能。使用这里和‘863临时中提供的指导，本领域普通技术人员应当能够基于具体实施方式、系统、环境等的度量导出αi的其他公式。

如本领域普通技术人员将理解地，依赖于具体实施例和/或实施方式，上面关于本公开的实施例描述的步骤和/或操作可以如下地发生：以不同的顺序或者并行地，或者并发地持续不同时段(epoch)等等。不同的实施例可以以不同的顺序或者通过不同的方式或手段来执行动作。如本领域普通技术人员将理解地，图3至图6和图8是所执行的动作的简化表示，其描述在本文中简化概述，并且真实世界实施方式将更加复杂，需要更多的阶段和/或组件并且还将有利于特定实施方式的需求而变化。作为简化表示，图3至图6和图8没有示出其它所需的步骤，因为这些步骤是本领域普通技术人员已知的和理解的，并且对于本描述可能不是相关的和/或不是有帮助的。

类似地，如本领域普通技术人员将理解地，图3和图8是仅示出相关组件的简化框图，并且这些组件中的一些仅表示本领域中已知的功能和/或操作，而不是实际的硬件。在这种情况下，可以以各种方式和/或方式的组合——诸如至少部分地以固件和/或硬件——来实施或提供组件/模块中的一些或所有，上述固件和/或硬件包括但不限于一个或多个专用集成电路(“asic”)、标准集成电路、执行适当指令并且包括微控制器和/或嵌入式控制器的控制器、现场可编程门阵列(“fpga”)、复杂可编程逻辑器件(“cpld”)等等。系统组件和/或数据结构中的一些或所有还可以作为内容(例如，作为可执行的或其他机器可读的软件指令或结构化数据)存储在非暂态计算机可读介质上(例如，作为硬盘；存储器；计算机网络或蜂窝无线网络或其它数据传输介质；或由适当的驱动器或经由适当的连接读取的便携式媒体项，诸如dvd或闪存装置)，以便启用或配置计算机可读介质和/或一个或多个相关联的计算系统或装置，以执行或者以其它方式使用或提供内容以执行所描述的技术中的至少一些。

可以采用一个或多个处理器、简单的微控制器、控制器等(无论是单独的还是以多处理布置)来执行存储在非暂态计算机可读介质上的指令序列，以实施本公开的实施例。在一些实施例中，硬连线电路可以代替软件指令或与软件指令组合使用。因此，本公开的实施例不限于硬件电路、固件和/或软件的任何特定组合。

如本文所使用的术语“计算机可读介质”是指存储可以提供给处理器以供执行的指令的任何介质。这种介质可以采取许多形式，包括但不限于非易失性和易失性介质。非暂态计算机可读介质的常见形式包括例如软盘、柔性盘、硬盘、磁带或任何其它磁介质、cd-rom、任何其它光学介质、穿孔卡、纸带、具有孔图案的任何其它物理介质、ram、prom和eprom、flash-eprom、任何其它存储器芯片或盒，或其上存储有可以由处理器执行的指令的任何其它介质。

本公开的一些实施例可以至少部分地在便携式装置上实施。当在本文使用时，“便携式装置”和/或“移动装置”是指具有接收无线信号能力的任何便携式或可移动电子装置，包括但不限于多媒体播放器、通信装置、计算装置、导航装置等。因此，移动装置包括(但不限于)用户设备(ue)、膝上型计算机、平板计算机、便携式数字助理(pda)、mp3播放器、手持pc、即时消息装置(imd)、蜂窝电话、全球导航卫星系统(gnss)接收器、手表或人可以佩戴和/或携带的任何这种装置。

如本领域普通技术人员根据本公开将理解地，本公开的各种实施例可以在集成电路(ic)(也称为微芯片、硅芯片、计算机芯片或仅仅“芯片”)中实施。这样的ic可以是例如宽带和/或基带调制解调器芯片。

尽管已经描述了若干个实施例，但是将理解，在不脱离本公开的范围的情况下，可以进行各种修改。因此，对本领域的普通技术人员将明显的是，本公开不限于本文描述的任何实施例，而是具有仅由所附权利要求及其等同物限定的覆盖范围。