本发明涉及信道处理技术，尤其涉及一种信道补偿方法及装置。
背景技术：
在数字通信系统中，由于多径传输、信道衰落等恶劣信道特性的影响，信号会在接收终端受到严重的干扰；而信道补偿技术主要是针对信道或整个传输系统的信道特性进行补偿，从而提高通信系统的抗信道衰落性能。
在无线通信系统和电力线载波通信系统中，目前常用的调制技术主要是正交频分复用(ofdm，orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)技术，由于该技术通过增加每个ofdm符号的循环前缀(cp，cyclicprefix)，可以轻易的规避由于多径传输而引入的符号间干扰(isi，intersymbolinterference)。因此，在采用了ofdm技术的通信系统中，可以使用相对简单的频域信道补偿技术来对信道特性进行补偿。现有技术中，频域信道补偿算法主要有迫零(ls，leastsquare)算法、最小均方误差(mmse，minimummeansquarederror)算法和最大似然估计(ml，maximumlikelihood)算法；其中，ls算法的复杂度最低，但是性能最差；ml算法虽然性能最好，但是复杂度很高，硬件实现代价非常大；另外，由于mmse算法的性能比ls算法好，复杂度又比ml算法低，所以是目前无线通信和电力线载波通信系统中最常用的频域信道补偿算法。
上面分析了mmse算法在无线通信和电力线载波通信系统中广泛应用的原因，为了进一步阐述mmse算法，以下对mmse算法的原理进行详细推导。
令mmse的加权矩阵为：
其中，
其中，xmmse为信道补偿后的频域信号，y为携带有噪声的频域接收信号；进一步地，上式可以分解为：
其中，x为理想的信道补偿后的频域信号，z为频域接收信号中的噪声信号，zmmse为经过mmse信道补偿后叠加的噪声；可以进一步推导得到噪声的均方误差为：
其中，
技术实现要素：
为解决现有存在的问题，本发明实施例期望提供一种信道补偿方法及装置，在信道补偿时不需要对信噪比进行检测和估计，从而能够降低功耗。
为达到上述目的，本发明的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供了一种信道补偿方法，所述方法包括：
获取每一频点的第一频域信号值和与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
上述方案中，所述将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果，包括：
计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
将所述信道频域响应值与所述模计算后的结果相除，获得所述归一化处理后的结果。
上述方案中，所述将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果，包括：
对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
根据所述正弦值和余弦值，获得所述归一化处理后的结果。
上述方案中，所述根据所述正弦值和余弦值，获得所述归一化处理后的结果，包括：
将所述余弦值设置为所述归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为所述归一化处理后的结果的虚部。
本发明实施例还提供了一种信道补偿装置，所述装置包括：获取模块、归一化处理模块、共轭运算模块和输出模块；其中，
所述获取模块，用于获取每一频点的第一频域信号值和与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
所述归一化处理模块，用于将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果；
所述共轭运算模块，用于将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
所述输出模块，用于输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
上述方案中，所述归一化处理模块包括：第一计算单元和除法单元；其中，
所述第一计算单元，用于计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
所述除法单元，用于将所述信道频域响应值与所述模计算后的结果相除，获得所述归一化处理后的结果。
上述方案中，所述归一化处理模块包括：第二计算单元、第三计算单元和获取单元；其中，
所述第二计算单元，用于对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
所述第三计算单元，用于计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
所述获取单元，用于根据所述正弦值和余弦值，获得所述归一化处理后的结果。
上述方案中，所述获取单元，具体用于将所述余弦值设置为所述归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为所述归一化处理后的结果的虚部。
本发明实施例提供的信道补偿方法及装置，先获取每一频点的第一频域信号值和与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；再将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果；将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。可见，本发明实施例通过对第一频域信号值和信道频域响应值进行数学运算，输出对所述第一频域信号值进行信道补偿后的第二频域信号值；由于本发明实施例在信道补偿时不需要对信噪比进行检测和估计，因而也不需要对第一频域信号值或者信道频域响应值进行互相关运算，从而能够节省在进行互相关运算时产生的资源代价和功耗开销，大大降低功耗，并且能够节省芯片的面积，降低成本。
附图说明
图1为本发明信道补偿方法实施例一的实现流程示意图；
图2为数字接收机的流程示意图；
图3为图2所示实现流程中归一化处理的细化流程示意图之一；
图4为图2所示实现流程中归一化处理的细化流程示意图之二；
图5为本发明信道补偿方法实施例二的实现流程示意图；
图6为本发明信道补偿方法与迫零信道补偿方法和mmse信道补偿方法的性能比较示意图；
图7为本发明信道补偿装置实施例一的组成结构示意图；
图8为图7所示装置中归一化处理模块的细化组成结构示意图之一；
图9为图7所示装置中归一化处理模块的细化组成结构示意图之二；
图10为本发明信道补偿装置实施例二的组成结构示意图。
具体实施方式
本发明实施例提供的信道补偿方法基于相移键控(psk，phaseshiftkeying)的电力线载波ofdm通信系统应用于接收机系统中，通过对第一频域信号值和信道频域响应值进行数学运算，输出对所述第一频域信号值进行信道补偿后的第二频域信号值；由于本发明实施例在信道补偿时不需要对信噪比进行检测和估计，因而也不需要对第一频域信号值或者信道频域响应值进行互相关运算，从而能够节省在进行互相关运算时产生的资源代价和功耗开销，大大降低功耗。
本发明目的的实现、功能特点及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
为了说明在信道补偿时不需要对信噪比进行检测和估计，以下对本发明的信道补偿方法的原理进行详细阐述。
在基于psk的电力线载波ofdm通信系统的接收机系统中，频域接收信号矩阵为：
y＝hx+z(1)
公式(1)中，y＝[y1,...,yk,...,yn]，k为频点序号，yk为频点k的频域信号值；h＝[h1,...,hk,...,hn]为信号的信道频域响应矩阵，包含幅度和相位响应信息，hk为频点k的信道频域响应值；z＝[z1,...,zk,...,zn]为噪声，而信号由于采用的是psk调制，因此x只包含了相位信息；可见，频点k的信噪比由hk和zk决定，假设z是均匀分布的加性高斯白噪声，频点k的信噪比就正比于
同时，考虑到在基于psk的电力线载波ofdm通信系统的接收机系统中，信息幅度只影响信息的置信度，而信噪比决定了数据的置信度，所以可以在每个信息数据上乘以对应频点的信噪比来表征置信度，从而推导得到信道补偿后的信号矩阵为：
由于译码的对数似然比输入只关心数值的相对大小，而不关心绝对大小，所以，公式(2)中z可以省略；同时由于h本身具有一定放大和缩小的幅度，从而对数字系统中动态范围的计算有所影响，为了尽量保持y的动态范围不变，所以，可以将省略z后的公式(2)再除以信道频域响应矩阵的模|h|，进一步推导得到信道补偿后的信号矩阵为：
从公式(3)可知，信号x的信道补偿与噪声z无关，因此在信道补偿时，不需要对信噪比进行检测和估计。
图1为本发明信道补偿方法实施例一的实现流程示意图，参照图1所示，本实施例的信道补偿方法包括以下步骤：
步骤101：获取每一频点的第一频域信号值和与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
本实施例的信道补偿方法主要应用在数字接收机处理接收信号的信道均衡过程中，用于对接收信号进行信道补偿；图2为数字接收机的流程示意图，参照图2所示，所述数字接收机处理接收信号的流程包括信道均衡过程，所述信道均衡有两路输入数据：一路是经信道估计后得到的信道频域响应值，另一路是经傅里叶变换后得到的频域信号值。
通常，由于ofdm多载波调制将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输，从而使接收机系统能够接收到多个频点的第一频域信号值；另外，在多径信道模型下，每条路径的传输都会有一个信道频域响应值，所述信道频域响应值与所述第一频域信号值对应。应当说明的是，所述频点数可以根据实际需要进行设置，具体频点数需要参照ofdm多载波调制的类型；本实施例中，所述频点数可以以1024为例进行详细说明。
进一步地，因为各频点的信道频域响应值会在每个数据包的前导部分进行计算，且只会使用1次，而每个数据包一般包含了多个数据ofdm符号，所以信道频域响应值与各数据ofdm符号的第一频域信号值一般是先后到达信道补偿模块。本实施例中，第一频域信号值是经傅里叶变换得到，而对应的信道频域响应值是经信道估计后得到；由于第一频域信号值和对应的信道频域响应值是经不同的处理得到，因此，可以以非同时地获取每一频点的第一频域信号值和对应的信道频域响应值为例进行详细说明。
步骤102，将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果；
图3为图2所示实现流程中归一化处理的细化流程示意图之一，参照图3所示，步骤102具体包括以下步骤：
步骤1021，计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
这里，可以采用坐标旋转数字计算(cordic，coordinaterotationdigitalcomputer)方法来计算所述信道频域响应值的模。
步骤1022，将所述信道频域响应值与所述模计算后的结果相除，获得所述归一化处理后的结果。
这里，可以通过计算所述模计算后的结果的倒数，并将所述模计算后的结果的倒数与所述信道频域响应值相乘来实现除法计算。
进一步地，本实施例的信道补偿方法实际上只对第一频域信号值进行了相位补偿，因此，也可以从相位的角度来进行信道补偿；这样，可以通过计算所述信道频域响应值的相位来实现对所述信道频域响应值进行归一化处理。该归一化处理方法相对于采用除法运算实现归一化处理的方法，从代价上来说，该归一化处理方法实现归一化处理的代价要低于采用除法运算实现归一化处理的代价；但是从精度来说，采用除法运算实现归一化处理的方法不会额外引入相位误差，而该归一化处理方法会引入相位误差，因此，该归一化处理方法实现归一化处理的精度要低于采用除法运算实现归一化处理的精度。可见，在进行归一化处理时，需要综合考虑归一化处理的代价和精度来选择归一化处理方法。
图4为图2所示实现流程中归一化处理的细化流程示意图之二，参照图4所示，步骤102具体包括以下步骤：
步骤1023，对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
这里，可以采用cordic方法对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值。
步骤1024，计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
这里，可以采用cordic方法计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值。
步骤1025，根据所述正弦值和余弦值，获得所述归一化处理后的结果。
这里，可以将所述余弦值设置为所述归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为所述归一化处理后的结果的虚部。
步骤103，将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
步骤104，输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
具体地，当采用除法运算实现归一化处理时，经傅里叶变换后获得每一频点的第一频域信号值，并经信道估计后获得与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用cordic方法计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
计算所述模计算后的结果的倒数；将所述模计算后的结果的倒数与所述信道频域响应值相乘，获得归一化处理后的结果；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
当通过计算所述信道频域响应值的相位来实现对所述信道频域响应值进行归一化处理时，经傅里叶变换后获得每一频点的第一频域信号值，并经信道估计后获得与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用cordic方法对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
采用cordic方法计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
将所述余弦值设置为归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为归一化处理后的结果的虚部；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
可以理解的是，本发明信道补偿方法之所以能够降低功耗，是因为：在psk调制的ofdm系统中，可以在每个信息数据上乘以对应频点的信噪比，来表征置信度，并且译码的对数似然比输入只关心数值的相对大小，而不关心绝对大小，因此在信道补偿时可以忽略噪声的影响，不需要对信噪比进行检测和估计，因而也不需要对第一频域信号值或者信道频域响应值进行互相关运算，从而能够节省在进行互相关运算时产生的资源代价和功耗开销，实现功耗的大大降低。
进一步地，在输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值之前，还需要根据预设的公式，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果；图5为本发明信道补偿方法实施例二的实现流程示意图，参照图5所示，本实施例的信道补偿方法，是在方法实施例一的步骤104之前还包括：
步骤103a，根据预设的公式，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d。
所述预设的公式为：
d＝c(a+b)-b(c+d)+j(c(a+b)+a(d-c))(4)
公式(4)中，a表示所述共轭运算的结果的实部，b表示所述共轭运算的结果的虚部，c表示所述第一频域信号值的实部，d表示所述第一频域信号值的虚部，j表示虚数单位。
采用公式(4)计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d，复数乘法可以用三次实数乘法和五次实数加法实现；相对于传统的复数乘法用四次实数乘法和两次实数加法实现而言，用增加三次实数加法替代了一次实数乘法，能节省乘法器资源。
基于方法实施例一的信道补偿方法，在本实施例中，对本发明信道补偿方法的具体实现举例进行详细说明。
具体地，经傅里叶变换后获得频点k的第一频域信号值，并经信道估计后获得与频点k的第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用cordic方法计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
计算所述模计算后的结果的倒数；将所述模计算后的结果的倒数与信道频域响应值相乘，获得归一化处理后的结果；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
根据d＝c(a+b)-b(c+d)+j(c(a+b)+a(d-c))，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d；
将所述结果d确定为与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，并将所述结果d输出；
获取不同于频点k的频点n的第一频域信号值和对应的信道频域响应值，计算与频点n的第一频域信号值对应的第二频域信号值，直至完成各个频点的第一频域信号值的信道补偿。
图6为本发明信道补偿方法与迫零信道补偿方法和mmse信道补偿方法的性能比较示意图，该图对比了在qpsk调制、16径多径信道模型，分别采用本发明信道补偿方法、迫零信道补偿方法和mmse信道补偿方法的ofdm系统的误码率ber性能；参照图6所示，带方块的曲线标识ofdm系统的信噪比采用mmse信道补偿方法得到的误码率ber；带圆的曲线标识ofdm系统的信噪比采用迫零信道补偿方法得到的误码率ber；带三角的曲线标识ofdm系统的信噪比采用本发明信道补偿方法得到的误码率ber；可见，采用迫零信道补偿方法的ofdm系统的性能最差，采用本发明信道补偿方法和mmse信道补偿方法的ofdm系统的性能相近，差别在0.2db以内，它们都比迫零信道补偿方法的性能优越3db左右。
本发明还提供一种信道补偿装置，用于实现本发明信道补偿方法的具体细节，达到相同的效果。
图7为本发明信道补偿装置实施例一的组成结构示意图，参照图7所示，所述装置包括：获取模块21、归一化处理模块22、共轭运算模块23和输出模块24；其中，
所述获取模块21，用于获取每一频点的第一频域信号值和与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
本实施例的信道补偿装置主要应用在数字接收机处理接收信号的信道均衡过程中，用于对接收信号进行信道补偿。
通常，由于ofdm多载波调制将信道分成若干正交子信道，将高速数据信号转换成并行的低速子数据流，调制到每个子信道上进行传输，从而使接收机系统能够接收到多个频点的第一频域信号值；另外，在多径信道模型下，每条路径的传输都会有一个信道频域响应值，所述信道频域响应值与所述第一频域信号值对应。应当说明的是，所述频点数可以根据实际需要进行设置，具体频点数需要参照ofdm多载波调制的类型；本实施例中，所述频点数可以以1024为例进行详细说明。
进一步地，因为各频点的信道频域响应值会在每个数据包的前导部分进行计算，且只会使用1次，而每个数据包一般包含了多个数据ofdm符号，所以信道频域响应值与各数据ofdm符号的第一频域信号值一般是先后到达信道补偿模块。本实施例中，第一频域信号值是经傅里叶变换得到，而对应的信道频域响应值是经信道估计后得到；由于第一频域信号值和对应的信道频域响应值是经不同的处理得到，因此，可以以非同时地获取每一频点的第一频域信号值和对应的信道频域响应值为例进行详细说明。
所述归一化处理模块22，用于将所述信道频域响应值进行归一化处理，获得归一化处理后的结果；
图8为图7所示装置中归一化处理模块的细化组成结构示意图之一，参照图8所示，所述归一化处理模块22包括：第一计算单元221和除法单元222；其中，
所述第一计算单元221，用于计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
这里，可以采用第一cordic单元利用cordic方法来计算所述信道频域响应值的模。
所述除法单元222，用于将所述信道频域响应值与所述模计算后的结果相除，获得所述归一化处理后的结果。
这里，所述除法单元222可以采用anderson除法器，通过计算所述模计算后的结果的倒数，并将所述模计算后的结果的倒数与所述信道频域响应值相乘来实现除法计算。
进一步地，本实施例的信道补偿装置实际上只对第一频域信号值进行了相位补偿，因此，也可以从相位的角度来进行信道补偿；这样，可以通过计算所述信道频域响应值的相位来实现对所述信道频域响应值进行归一化处理。该归一化处理模块22相对于采用除法单元222实现归一化处理，从代价上来说，该归一化处理模块22实现归一化处理的代价要低于采用除法单元222实现归一化处理的代价；但是从精度来说，采用除法单元222实现归一化处理不会额外引入相位误差，而该归一化处理模块22会引入相位误差，因此，该归一化处理模块22实现归一化处理的精度要低于采用除法单元222实现归一化处理的精度。可见，在进行归一化处理时，需要综合考虑归一化处理的代价和精度来选择归一化处理模块22。
图9为图7所示装置中归一化处理模块的细化组成结构示意图之二，参照图9所示，所述归一化处理模块22包括：第二计算单元223、第三计算单元224和获取单元225；其中，
所述第二计算单元223，用于所述将所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
这里，可以采用第二cordic单元利用cordic方法对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值。
所述第三计算单元224，用于计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
这里，可以采用第三cordic单元利用cordic方法计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值。
所述获取单元225，用于根据所述正弦值和余弦值，获得所述归一化处理后的结果。
这里，可以将所述余弦值设置为所述归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为所述归一化处理后的结果的虚部。
所述共轭运算模块23，用于将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
所述输出模块24，用于输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
具体地，当采用除法单元222实现归一化处理时，经傅里叶变换后获得每一频点的第一频域信号值，并经信道估计后获得与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用第一cordic单元利用cordic方法计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
采用anderson除法器，通过计算所述模计算后的结果的倒数，并将所述模计算后的结果的倒数与所述信道频域响应值相乘来实现除法计算，获得归一化处理后的结果；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
当通过计算所述信道频域响应值的相位来实现对所述信道频域响应值进行归一化处理时，经傅里叶变换后获得每一频点的第一频域信号值，并经信道估计后获得与所述第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用第二cordic单元利用cordic方法对所述信道频域响应值进行相位计算，获得对应的第一频域信号值的相位补偿角度值；
采用第三cordic单元利用cordic方法计算所述相位补偿角度值的正弦值和余弦值；
将所述余弦值设置为归一化处理后的结果的实部，并将所述正弦值的负数值设置为归一化处理后的结果的虚部；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，所述第二频域信号值为所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果。
可以理解的是，本发明信道补偿装置之所以能够降低功耗，是因为：在psk调制的ofdm系统中，可以在每个信息数据上乘以对应频点的信噪比，来表征置信度，并且译码的对数似然比输入只关心数值的相对大小，而不关心绝对大小，因此采用本发明信道补偿装置实现信道补偿时可以忽略噪声的影响，不需要对信噪比进行检测和估计，因而也不需要信噪比检测和估计模块，从而能够节省芯片的面积，实现功耗的大大降低。
进一步地，在输出与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值之前，还需要根据预设的公式，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果；图10为本发明信道补偿装置实施例二的组成结构示意图，参照图10所示，本实施例的信道补偿装置除了包括获取模块21、归一化处理模块22、共轭运算模块23和输出模块24之外，还包括：
计算模块23a，用于根据d＝c(a+b)-b(c+d)+j(c(a+b)+a(d-c))，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d。
其中，a表示所述共轭运算的结果的实部，b表示所述共轭运算的结果的虚部，c表示所述第一频域信号值的实部，d表示所述第一频域信号值的虚部，j表示虚数单位。
采用公式d＝c(a+b)-b(c+d)+j(c(a+b)+a(d-c))计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d，复数乘法可以用三次实数乘法和五次实数加法实现；相对于传统的复数乘法用四次实数乘法和两次实数加法实现而言，用增加三次实数加法替代了一次实数乘法，能节省乘法器资源。
基于装置实施例一的信道补偿装置，在本实施例中，对本发明信道补偿装置的具体实现举例进行详细说明。
具体地，经傅里叶变换后获得频点k的第一频域信号值，并经信道估计后获得与频点k的第一频域信号值对应的信道频域响应值；
采用第一cordic单元利用cordic方法计算所述信道频域响应值的模，获得模计算后的结果；
采用anderson除法器，通过计算所述模计算后的结果的倒数，并将所述模计算后的结果的倒数与所述信道频域响应值相乘来实现除法计算，获得归一化处理后的结果；
将所述归一化处理后的结果进行共轭运算，获得共轭运算的结果；
根据d＝c(a+b)-b(c+d)+j(c(a+b)+a(d-c))，计算所述共轭运算的结果与对应的第一频域信号值复数相乘的结果d；
将所述结果d确定为与所述第一频域信号值对应的第二频域信号值，并将所述结果d输出；
获取不同于频点k的频点n的第一频域信号值和对应的信道频域响应值，计算与频点n的第一频域信号值对应的第二频域信号值，直至完成各个频点的第一频域信号值的信道补偿。
在实际应用中，所述获取模块21、归一化处理模块22、共轭运算模块23、输出模块24、计算模块23a、以及第一计算单元221、除法单元222、第二计算单元223、第三计算单元224和获取单元225均可由位于移动终端中的中央处理器(cpu，centralprocessingunit)、微处理器(mpu，microprocessorunit)、数字信号处理器(dsp，digitalsignalprocessor)、或现场可编程门阵列(fpga，fieldprogrammablegatearray)等实现。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和范围之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均包含在本发明的保护范围之内。