基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法及装置与流程
本发明涉及基于OFDM的航空宽带通信系统技术领域，特别是涉及基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法及装置。
背景技术：
在航空信道下，飞机飞行速度最高达到1000km/h。对于航空宽带系统来说，会产生很大的多普勒频移，而正交频分复用技术(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing)调制的性能恰恰对多普勒频偏很敏感。同时，OFDM系统具有宽带特性，而宽带系统更易引入窄带干扰。
高速运动环境下，准确的时间同步和频偏估计即时频同步是基于OFDM的航空宽带系统克服多普勒频移并进行正常通信的前提。
因此，在高速运动状态下，抗干扰的时频同步方案是基于OFDM的航空宽带通信系统亟待解决的问题。
技术实现要素：
本发明实施例的目的在于提供一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法及装置，以在高速运动状态下，进行抗干扰的时频同步。具体技术方案如下：
一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法，包括：
获得输入的长度为2个同步符号的接收数据y，其中，每个同步符号的长度为N点；
对所述y前的第N点符号和所述y后的第N点符号分别做快速傅里叶变换FFT，得到两个符号的频域符号Y(n)以及Y(n+1)；
通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰子载波置0，得到消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)；
使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；
根据初始同步位置pos1，使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏使用所述进行频偏补偿；
确定整数倍频偏倍数值根据所述和所述确定最终频偏值
从所述pos1左右位置各截取足够长L点接收数据序列q，对所述q进行频偏补偿得到序列q′；
对所述序列q′进行快速傅里叶变换以转换到频域，通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰频点处幅值置0；
通过滑动相关法得到最大峰位置，根据所述最大峰位置确定精确同步位置pos2；
使用所述pos1和所述pos2进行时频同步处理。
可选的，所述使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，包括：
通过公式
使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Yk(n)表示接收同步符号n频域上的第k个子载波信号，Pt1代表t1时刻的差分相关值功率，R代表接收同步符号n频域上所有子载波符号功率加和，Mt1代表t1时刻相关值与接收信号功率的比值。
可选的，所述使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏包括：
通过公式
ε＝Δf0TsN
使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏其中，Im表示取虚部操作，Re表示取实部操作。
可选的，所述使用所述进行频偏补偿，包括：
通过公式
分别对两个同步符号进行小数倍频偏估计值补偿，其中，Ts为采样间隔，yi(n)代表同步符号n时域上第i个样点，yi'(n)代表对yi(n)进行频偏补偿后的值。
可选的，所述确定整数倍频偏倍数值k，包括：
根据公式
确定整数倍频偏倍数值其中，表示对本地预存序列Z*进行以N为周期的向右循环移位s位，Ps(n)表示相关功率值。
可选的，所述对所述q进行频偏补偿得到序列q′，包括：
通过公式
对所述q进行频偏补偿得到序列q′。
可选的，所述通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，包括：
通过公式
识别窄带干扰，其中，Th为干扰判决门限，为频域接收信号Y(n)的平均功率。
可选的，所述通过滑动相关法得到最大峰位置，包括：
通过公式
进行滑动相关法得到最大峰位置，其中，xi表示本地预存时域同步序列x的第i个样点，Pt2代表从序列q的第t2个样点开始取2N长的数据并与同步序列x进行相关运算的功率值。
一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步装置，包括：数据获得单元、傅里叶变换单元、干扰识别单元、粗同步单元、频偏补偿单元、频偏确定单元、序列获得单元、幅值处理单元、精同步单元和时频同步单元，
所述数据获得单元，用于获得输入的长度为2个同步符号的接收数据y，其中，每个同步符号的长度为N点；
所述傅里叶变换单元，用于对所述y前的第N点符号和所述y后的第N点符号分别做快速傅里叶变换FFT，得到两个符号的频域符号Y(n)以及Y(n+1)；
所述干扰识别单元，用于通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰子载波置0，得到消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)；
所述粗同步单元，用于使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；
所述频偏补偿单元，用于根据初始同步位置pos1，使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏使用所述进行频偏补偿；
所述频偏确定单元，用于确定整数倍频偏倍数值根据所述和所述确定最终频偏值
所述序列获得单元，用于从所述pos1左右位置各截取足够长L点接收数据序列q，对所述q进行频偏补偿得到序列q′；
所述幅值处理单元，用于对所述序列q′进行快速傅里叶变换以转换到频域，通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰频点处幅值置0；
所述精同步单元，用于通过滑动相关法得到最大峰位置，根据所述最大峰位置确定精确同步位置pos2；
所述时频同步单元，用于使用所述pos1和所述pos2进行时频同步处理。
可选的，所述粗同步单元，具体用于：
通过公式
使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Yk(n)表示接收同步符号n频域上的第k个子载波信号，Pt1代表t1时刻的差分相关值功率，R代表接收同步符号n频域上所有子载波符号功率加和，Mt1代表t1时刻相关值与接收信号功率的比值。
本发明实施例提供的一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法及装置，可以先基于子载波进行差分相关，之后与预存序列进行相关运算来找到整数倍频偏倍数的整数倍频偏估计方案，解决了经典Moose估计方法估计范围不够的问题。针对大频偏的时间同步，经典的SAC法虽然对频偏并步敏感，但是该方法误判慨率较大。本发明先利用SAC找到粗同步位置，之后进行频偏补偿并与预存序列进行滑动相关运算从而找到最大相关峰值位置所对应的精确同步位置。大幅提升了时间同步性能。
当然，实施本发明的任一产品或方法必不一定需要同时达到以上所述的所有优点。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例提供的一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法的流程图；
图2为本发明实施例提供的经典的Moose符号结构示意图；
图3为本发明实施例提供的SAC峰值平台示意图；
图4为本发明实施例提供的滑动相关示意图；
图5为本发明实施例提供的精同步方法峰值示意图；
图6为本发明实施例提供的粗时间同步位置落在峰值平台内的概率示意图；
图7为本发明实施例提供的粗时间同步位置落在临近误判区域内的概率示意图；
图8为本发明实施例提供的精时间同步位置为理想位置的概率示意图；
图9为本发明实施例提供的频偏估计均值示意图；
图10为本发明实施例提供的频偏估计方差示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
首先，对本发明的基于OFDM的航空宽带通信系统的系统模型进行说明：
OFDM地空宽带通信系统的发送端产生基带信号r如下：
基于WSSUS信道，宽带航空无线信道通用模型为：
式中，t和τ是特定的时刻和时间增量，P为信道最大传播路径个数，θp、fDp、τp分别表示第p条路径的随机相位、多普勒频移和多径时延；a是归一化视距路径的幅度，fDLos是视距路径的多普勒频移，c2是散射部分的方差。定义莱斯因子K＝a2/c2，归一化后K→0时，莱斯信道退化为瑞利信道。
对于飞机的巡航状态(en-route)，通常信道被认为是双径模型，第一径是视距径，时延τ＝0，第二径则由反射径组成，其散射角度可由Jakes多普勒频率扩展模型来刻画，在巡航状态下，第二径的角度扩展通常非常小，因此可以认为存在一个线性频偏。则信道模型可表示为：
其中，Δfl为l径带来的载波频差，是收发本振以及多普勒频移的综合作用。
当存在窄带干扰时，接收信号可表示为：
y(n)＝r(n)*h(n)+j(n)+w(n)
其中，w(n)是功率为高斯噪声，j(n)是窄带干扰信号：
假设在一个符号内部信道为平稳衰落并且CP长度L大于第二径的时延，在正确时间同步以及无采样偏差的前提下，接收端去CP后并进行FFT变化得到：
Y(n)＝S(n)·FFT[h(n)]+W(n)+J(n)
J(n)＝FFT[j(n)]
对于窄带干扰信号J(n)，建模为高斯信号，且满足以下条件：
因此噪声项可表示为：
Θk(n)＝Wk(n)+Jk(n)
对于不同的子载波k，噪声Q(n)分布为零均值独立分布，但方差不同：
本发明可以采用经典的Moose符号结构来进行时频同步。符号结构如图2所示，同步符号n与同步符号n+1相同均为N点长，并在同步符号1前添加L点长CP，此时符号末尾L点也可看作符号2的CP。
如图1所示，本发明实施例提供的一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步方法，可以包括：
S100、获得输入的长度为2个同步符号的接收数据y，其中，每个同步符号的长度为N点；
S200、对所述y前的第N点符号和所述y后的第N点符号分别做快速傅里叶变换FFT，得到两个符号的频域符号Y(n)以及Y(n+1)；
S300、通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰子载波置0，得到消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)；
S400、使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；
其中，SAC时间同步法由Schmidl和Cox这两人提出，因此SAC时间同步法又称为Schmidl And Cox时间同步法。
其中，所述使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，可以包括：
通过公式
使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Yk(n)表示接收同步符号n频域上的第k个子载波信号，Pt1代表t1时刻的差分相关值功率，R代表接收同步符号n频域上所有子载波符号功率加和，Mt1代表t1时刻相关值与接收信号功率的比值。
S500、根据初始同步位置pos1，使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏使用所述进行频偏补偿；
其中，所述使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏可以包括：
通过公式
ε＝Δf0TsN
使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏其中，Im表示取虚部操作，Re表示取实部操作。
所述使用所述进行频偏补偿，包括：
通过公式
分别对两个同步符号进行小数倍频偏估计值补偿，其中，Ts为采样间隔，yi(n)代表同步符号n时域上第i个样点，yi'(n)代表对yi(n)进行频偏补偿后的值。
S600、确定整数倍频偏倍数值根据所述和所述确定最终频偏值
其中，所述确定整数倍频偏倍数值包括：
根据公式
确定整数倍频偏倍数值其中，表示对本地预存序列Z*进行以N为周期的向右循环移位s位，Ps(n)表示相关功率值。
S700、从所述pos1左右位置各截取足够长L点接收数据序列q，对所述q进行频偏补偿得到序列q′；
其中，所述对所述q进行频偏补偿得到序列q′，包括：
通过公式
对所述q进行频偏补偿得到序列q′。
S800、对所述序列q′进行快速傅里叶变换以转换到频域，通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰频点处幅值置0；
其中，所述通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，可以包括：
通过公式
识别窄带干扰，其中，Th为干扰判决门限，为频域接收信号Y(n)的平均功率。
S900、通过滑动相关法得到最大峰位置，根据所述最大峰位置确定精确同步位置pos2；
其中，所述通过滑动相关法得到最大峰位置，可以包括：
通过公式
进行滑动相关法得到最大峰位置，其中，xi表示本地预存时域同步序列x的第i个样点，Pt2代表从序列q的第t2个样点开始取2N长的数据并与同步序列x进行相关运算的功率值。
S1000、使用所述pos1和所述pos2进行时频同步处理。
针对窄带干扰，本发明利用窄带干扰消除技术抑制对时频同步方案性能的影响。针对大频偏的频偏估计，经典的Moose法估计范围有限，不足以对大频偏进行估计，本发明提出了一种先基于子载波进行差分相关，之后与预存序列进行相关运算来找到整数倍频偏倍数的整数倍频偏估计方案，解决了经典Moose估计方法估计范围不够的问题。针对大频偏的时间同步，经典的SAC法虽然对频偏并步敏感，但是该方法误判慨率较大，本发明先利用SAC找到粗同步位置，之后进行频偏补偿并与预存序列进行滑动相关运算从而找到最大相关峰值位置所对应的精确同步位置。大幅提升了时间同步性能。
本发明将窄带干扰消除技术、经典的时频同步方案以及改进方案进行有机结合，形成一套完成的抗窄带干扰的大频偏时频同步方案。
下面对本发明方案的推导过程进行说明：
第一部分、窄带干扰下的大频偏估计方案：
首先不考虑窄带干扰，假设系统已理想同步在第一径直射径的位置，当只存在白噪声时，OFDM信号S(n)通过双线性多普勒信道的接收信号公式可表示为：
其中，φi分别表示第i条径上的初始相位。Ts表示采样间隔。
公式中第二项为由频偏带来的ICI值，可以看做AWGN噪声，则前后两个同步符号上的频域信道响应分别为：
其中，
由于Sk(n)＝Sk(n+1)，不考虑AWGN噪声项，则两个同步符号存在以下关系：
公式A：
由于第一径的功率相比第二径功率较大，因此时间同步的目标是同步在第一径上，频偏估计的目标是估计第一径的频偏Δf0，即该公式A中第一项的频偏值，而后三项则认为是第二条径带来的干扰。
令ε＝Δf0TsN，则经典的Moose频偏估计为：
对于Moose算法，当由于噪声的影响和相位的跳变，导致从而产生相位模糊。此方法频偏估计的范围为ΔF为同步符号子载波间隔。
在航空宽带通信系统中，高速运动会带来很大的多普勒频偏，Moose法频偏估计范围往往很难达到要求。
本发明在经典Moose频偏估计算法基础上提出一种整数倍频偏估计方法，使得频偏估计范围增大到若干倍的子载波间隔。
假设频偏大小为：
其中，
整数倍频偏估计流程如下：
步骤1：首先根据Moose法估计小数倍频偏
步骤2：分别对两个同步符号进行小数倍频偏估计值补偿：：
步骤3：在整数倍频偏倍数值k：
当小数倍频偏补偿后，此时只剩下整数倍频偏。考虑公式A的第一项，当存在k倍整数倍频偏时，OFDM符号经FFT解调后子载波会移动k位。即如果得到解调子载波与发送子载波相比移动了几个子载波，便可得到k值。
首先我们按以下规则构造两个同步符号上的子载波序列S：
构造S应使得：所以构造方法如下：
S0＝1
Sk+1＝SkZk k＝0,1,…,N-2
其中，Zk使用相关性较理想的ZC序列。
以同步符号n为例，对接收子载波相邻符号进行差分运算后与Zk进行相关得到相关值Ps(n)：
式中，是指对序列Z*进行以N-1为长度周期的k-s位循环移位操作。Yk'(n)是指对接收同步符号进行小数倍频偏估计后yi'(n)的频域信号。
当系统没有频偏时接收信号子载波不会移位，此时当s＝0时，Ps(n)对应最大值。当系统存在k倍整数倍频偏时，则s＝k时，Ps(n)对应最大值。因此，k值的估计准则如下：
之所以要对相邻子载波进行查分运算是为了避免同步估计误差对频偏估计带来影响。由OFDM解调原理可知，当同步位置落在CP内时，当与精确解调位置相差Δnτ个样点，子载波上会产生线性相位旋转，但相邻子载波上的相位差却是固定值：因此同步位置只要在CP内，均不会影响到Ps的大小。
则总的频偏估计结果为：
当存在窄带干扰时，采用基于门限的干扰消除法。即求得频域接收信号Y(n)的平均功率并设定干扰判决门限Th,被干扰子载波按以下准则判决：
如果Λk＞0，则认为子载波k受到干扰，并将其置0，即对其幅度乘以干扰抑制因子α＝0。
第二部分：窄带干扰下的时间同步方案
先不考虑窄带干扰，时间同步原理基于SAC法，求得前后两个同步符号的子载波差分相关运算值：
存在频偏时，考虑公式A的第一项，有固定的因子：是由频偏带来的相位旋转，所以相关结果M值不受的影响，此方法对大频偏不敏感。当Mt1M大于某一门限值Th1时则认为找到同步位置。
对于经典的SAC时间同步法，如果差分相关起始位置在CP内，Mt1M会出现一个峰值平台，当起始位置超前或滞后CP，则会出现相关值较大且缓慢下降的相邻误判区域(Adjacent area)，如图3所示。显然，由于相邻误判区域较平缓，所以在低信噪比很容易将同步位置误判在此区域，仿真也说明了这一点。为此，本发明在经典SAC基础上增加一种精确同步过程。其原理为：当利用SAC同步方法找到初始同步位置pos1并完成频偏估计后，从其左右位置各截取足够长L点接收数据序列：q＝[ypos1-L,ypos1-L+1，…,ypos1,ypos1+L-1,ypos1+L]，利用频偏估计结果对其进行频偏补偿：
之后，对接收数据在时域上与本地预存的两个时域同步符号序列x进行滑动相关运算：
显然，当pos1为精确同步位置时，t2＝L时，Pt2对应最大的相关值。当同步位置超前或滞后Δp时，t2＝L-Δp或t2＝L+Δp对应最大的相关值，此时精确的位置pos2分别为pos2＝pos1-Δp或pos2＝pos1-Δp。
由于前后两段同步序列相等，因此，在滑动过程中会出现两个峰值，如图4和图5所示，当本地序列的第二个同步符号与接收序列第一个符号上对齐时，会出现伪峰，此时对应的同步位置提前了一个符号的长度；当滑动至理想位置时，则会出现功率最大的峰。
可见，方案提出的精同步方法得到的峰值很尖锐，可有效避免误判。
当存在窄带干扰时，在进行时间同步之前，需要进行窄带干扰消除，当存在窄带干扰时，同样基于门限的干扰消除法，先将频域被干扰子载波置0。
本发明还进行了仿真，具体的仿真参数如表1所示：
表1 窄带干扰环境下的高频偏时频同步方案仿真参数配置
时间同步结果如图6和图7所示。图6为粗时间同步位置落在峰值平台内的概率示意图；图7为粗时间同步位置落在临近误判区域内的概率示意图。
可见，当干扰功率增大时，粗同步位置落在正确峰值平台的概率减小，落在误判区域即误检概率变大。进行干扰抑制后，落在正确峰值平台的概率变大，否则不进行干扰消除，误检概率会保持在一定的水平，如SIR＝-15dB时，误检概率不会随着SNR增大而减小。当信噪比在SNR＝10dB以上时，进行干扰消除的SAC法可以几乎保证正确同步。
图8为精时间同步位置为理想位置的概率示意图，从图8可以看出，当使用精同步方案后，可见时间同步位置点在SNR＝0dB即100％判断在理想同步位置点上，可见，精同步方案相比SAC方案，性能提升10dB。
图9为频偏估计均值示意图，图10为频偏估计方差示意图。
通过图9和图10的仿真结果表明，进行频域干扰消除后，频偏估计性能有很大改善。频偏估计均值几乎等于仿真设定值，表明即使频偏超过同步符号子载波间隔的一半，当加入整数倍频偏估计方案后，仍可准确进行大频偏估计。
与上述方法实施例相对应，本发明还提供了一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步装置。
本发明实施例提供的一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步装置，可以包括：数据获得单元、傅里叶变换单元、干扰识别单元、粗同步单元、频偏补偿单元、频偏确定单元、序列获得单元、幅值处理单元、精同步单元和时频同步单元，
所述数据获得单元，用于获得输入的长度为2个同步符号的接收数据y，其中，每个同步符号的长度为N点；
所述傅里叶变换单元，用于对所述y前的第N点符号和所述y后的第N点符号分别做快速傅里叶变换FFT，得到两个符号的频域符号Y(n)以及Y(n+1)；
所述干扰识别单元，用于通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰子载波置0，得到消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)；
所述粗同步单元，用于使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1；
所述频偏补偿单元，用于根据初始同步位置pos1，使用经典的Moose频偏估计法估计得到小数倍频偏使用所述进行频偏补偿；
所述频偏确定单元，用于确定整数倍频偏倍数值根据所述和所述确定最终频偏值
所述序列获得单元，用于从所述pos1左右位置各截取足够长L点接收数据序列q，对所述q进行频偏补偿得到序列q′；
所述幅值处理单元，用于对所述序列q′进行快速傅里叶变换以转换到频域，通过基于门限的干扰识别法识别窄带干扰，并将被干扰频点处幅值置0；
所述精同步单元，用于通过滑动相关法得到最大峰位置，根据所述最大峰位置确定精确同步位置pos2；
所述时频同步单元，用于使用所述pos1和所述pos2进行时频同步处理。
其中，所述粗同步单元，可以具体用于：
通过公式
使用SAC时间同步法确定消除窄带干扰后的Y(n)以及Y(n+1)的粗同步位置pos1，其中，Yk(n)表示接收同步符号n频域上的第k个子载波信号，Pt1代表t1时刻的差分相关值功率，R代表接收同步符号n频域上所有子载波符号功率加和，Mt1代表t1时刻相关值与接收信号功率的比值。
本发明实施例提供了一种基于OFDM的航空宽带通信系统的时频同步装置，可以先基于子载波进行差分相关，之后与预存序列进行相关运算来找到整数倍频偏倍数的整数倍频偏估计方案，解决了经典Moose估计方法估计范围不够的问题。针对大频偏的时间同步，经典的SAC法虽然对频偏并步敏感，但是该方法误判慨率较大。本发明先利用SAC找到粗同步位置，之后进行频偏补偿并与预存序列进行滑动相关运算从而找到最大相关峰值位置所对应的精确同步位置。大幅提升了时间同步性能。
需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
本说明书中的各个实施例均采用相关的方式描述，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述的比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换、改进等，均包含在本发明的保护范围内。
- 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞！