基于大规模MIMO的上下行联合定时同步硬件实现方法与流程

本发明属于通信技术领域，涉及一种基于时分双工tdd基于大规模mimo的上下行联合定时同步硬件实现方法。

背景技术：

随着智能手机和平板电脑等移动设备的普及，无线通信数据的流量呈现了爆炸式的增长。现有的通信技术如lte和wi-fi等难以满足急剧增长的吞吐量需求，因此新一代移动通信技术的研究被提上了日程。下一代移动通信的前沿技术之一是大规模mimo，它的特征之一是在基站端配置几十甚至上百根天线，用来服务总天线数量相对较少的用户设备。通过部署大量的天线，大规模mimo的信道容量以及链路可靠性较常规mimo有了大幅提升。

目前关于大规模mimo的研究，基于tdd双工模式的模型占了多数，这是为了利用时分双工tdd条件下的信道互易性，方便发射机对信道信息的获取。由于下一代移动通信的标准尚在研制之中，目前并未出现针对大规模mimo的统一标准。

tdd-lte协议规定的物理层采用正交频分复用(ofdm)技术，将全部可用带宽分为多个互相正交的子带，以子带携带调制后数据。ofdm系统能够有效消除符号间干扰(isi)，但在多径条件下子载波干扰(ici)会破坏子载波间的正交性，引入循环前缀的保护间隔能够有效对抗ici，但如果接收机的定时同步不准确，定时位置超出了循环间隔的保护范围，会使得系统性能降级，这就对定时同步提出了严格的要求。

现阶段的tdd-lte的定时同步一般采用序列来实现，序列信号(pss和sss)作为下行信号的一部分，由基站端发出，用户设备接收到下行信号后与本地序列通过互相关运算找到峰值即定时偏移点，然后根据该定时偏移点调整上行信号的发送。但该方法的不足在于定时同步的过程在用户设备上进行，占用了用户设备的运算资源，增加了功耗，同时未能利用基站端多天线，尤其是大规模多天线条件下的优势。可见，目前的定时同步方法上存在不足。

技术实现要素：

为解决上述问题，本发明公开了一种基于时分双工tdd基于大规模mimo的上下行联合定时同步硬件实现方法，在一定程度上以tdd-lte蜂窝系统作为参考标准，遵循类似tdd-lte协议规定的帧结构以及时频资源的分配方法，同时在其基础上作了适当改进。

为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种基于大规模mimo的上下行联合定时同步硬件实现方法，包括如下步骤：

步骤1，用户设备生成基带序列信号，将其插入基带帧信号中，进行发送处理；

步骤2，基站端接收信号，进入同步捕获模式，对各路接收的基带信号进行运算，寻找峰值，得到各路同步起始位置；

上位机对上述各路同步起始位置进行联合判决，得到定时位置期望值；

步骤3，基站端进入同步跟踪模式，同时由定时位置期望值实施下行同步；

步骤4，用户设备接收信号处理为基带信号。

进一步的，所述步骤1中，基带序列信号基于以下公式产生：

上式中，u∈{25,29,34}，表示与小区号有关的参数，n表示基带信号采样点。

进一步的，所述步骤2中，基站端全部射频端口工作在收状态，所述峰值通过以下公式确定：

上式中，r(n)通过以下公式进行计算：

上式中，m是距离现在的离散时间值，l表示相关窗长；

所述各路同步起始位置通过以下公式计算：

上式中，ncurrent(i)表示当前接收信号点位置，表示基站第i路信号峰值位置，nhardware(i)表示具体实现时的固定硬件处理延时，lbase表示数字域帧长。

进一步的，所述步骤2中，计算定时位置期望值是将各路基带信号起始位置按大小排序，去除最高和最低的1/4的样本数据，对剩余数据求平均得到，计算公式如下：

上式中，假设基站部署天线总数为m，则是对各路基带信号起始位置按大小排序后的结果。

进一步的，所述步骤3中，所述同步跟踪模式中将上述有效同步位置期望值连同一个触发信号下发至基站端；

所述下行同步包括以下步骤：

由上述有效同步位置期望值调整下行基带信号的流动时序；

由上述有效同步位置期望值调整射频端口的工作状态。

进一步的，在步骤3中基站端进入同步跟踪模式前还包括有效性检验步骤：

判断有效同步位置期望值是否有效，当有效时执行步骤3。

进一步的，所述有效性检验步骤中判断方法包括：

当基站处于失步状态，采取的有效性检验方法为将与基站端启动时默认设置的统一起始位置做比较，若两者不等，则判断有效；

当基站处于同步跟踪状态，采取的有效性检验方法为将算得期望值与上一次有效期望值进行比较，当两者距离满足一定条件时判定该期望值有效。

进一步的，所述调整下行基带信号的流动时序步骤，通过块存储器的缓存功能实现，块存储器的写入读取使能信号的产生方式公式如下：

上式中，t表示对块存储器写入或读出，f表示不写或不读，lbase表示数字域帧长，udl表示帧结构中下行信号点的集合，c(n)表示当前基带信号源产生信号对应的计数。

进一步的，调整射频端口的工作状态步骤中，使能信号按如下公式产生：

上式中，t表示使射频口工作在发状态，f表示使射频口工作在收状态，udl表示帧结构中下行信号点的集合，c(n)表示当前基带信号源产生信号对应的计数，lbase表示数字域帧长，lduc表示上采样信号帧长。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：

本发明提供的基于大规模mimo系统的定时同步方法能够很好地完成上下行的联合定时同步，有效利用基站端大规模多天线的条件，同步定位精度高，鲁棒性强，同时fpga实现复杂度和资源消耗量低，适用于实际工程的应用。本发明解决了现有技术的缺陷，减少tdd大规模mimo系统上下行定时同步的硬件实现难度、成本和功耗。

附图说明

图1为本发明提供的基于基于大规模mimo的上下行联合定时同步硬件实现方法步骤流程图。

图2为本发明提出的基于tdd-lte的改进帧结构示意图。

图3为基站配置不同数目天线时，本发明在实际硬件测试中得到的同步性能对比。

具体实施方式

以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

本发明提供的基于大规模mimo的上下行联合定时同步硬件实现方法基于fpga实现，fpga是最常用的硬件开发半定制电路，众多与之相关的辅助开发产品也加速了fpga的更新发展脚步。利用nationalinstrument(ni)的pxi平台进行fpga开发，打破了硬件编程语言进行fpga开发的传统，ni的labview的基于图形语言的编程思想使得硬件开发更加便捷，开发周期大大缩短，硬件开发人员可以将更多精力放在算法实现上。但是，fpga的资源毕竟有限，因此，我们在fpga上实现算法时不仅保证了精确性，还降低了硬件资源利用率。本发明主要流程如图1所示，包括以下步骤：

步骤101：用户设备生成基带序列信号。

在本步骤中，时域基带序列信号基于以下公式产生：

上式中，u∈{25,29,34}，表示与小区号有关的参数，n表示基带信号采样点，基带模块的工作时钟为30.72mhz。

本发明中，时域基带序列信号的产生可以使用将数据预先写入随机存储器然后读出的方式。由于通过使用随机存储器，能够节省大量的运算环节，从而降低了硬件实现的复杂度。

步骤102：将上述基带序列信号重复产生数个完整周期后，插入基带帧信号的0号子帧的头部。

图2是tdd-lte协议所规定的无线帧加以适当修改后的帧结构。具体地说，一个无线帧的总时长为10毫秒，一个无线帧可分成二十个0.5毫秒的时隙。作为tdd-lte数据传输的基本结构，每个时隙包含七个ofdm符号，每个符号可携带的数据类型为同步序列、上行导频、上行数据、下行导频、下行数据、保护间隔其中的一种，具体配置可根据需要灵活安排。在本发明实施例中，各时隙的七个ofdm符号的配置为：0号时隙的配置为同步序列、保护间隔、保护间隔、保护间隔、保护间隔、保护间隔、保护间隔；1号至19号时隙的配置为上行导频、上行数据、上行数据、保护间隔、下行导频、下行数据、保护间隔。

步骤103：上述插入了序列信号的基带帧信号经过数字上采样、数模转换、混频等过程，从用户天线发送出去。

在本步骤中，数字上采样后的信号应根据其所处符号类型决定是否发收。对用户设备而言，若上采样后信号类型为同步序列、上行导频、上行数据，则应当切换射频端口为发状态；若上采样后信号类型为下行导频、下行数据，则应当切换射频端口为收状态。对射频端口的切换方式不做限制，可以采用任何与上采样后信号类型相关的射频切换方式。比如可以对上采样后信号计数，计数起始值为0，计数范围为(trf-1)，其中trf表示上采样后基带帧长。若信号计数值落在图2帧结构的同步序列、上行导频、上行数据的范围内，则切换射频端口为发状态，否则切换射频端口为收状态。

步骤201：基站端对每根天线的接收信号进行处理，使接收信号经过混频、模数转换、数字下采样等过程变为基带信号。

在本步骤中，基站端各路射频端口应根据接收信号所处符号类型切换发收状态。若信号类型为同步序列、上行导频、上行数据，则应当切换射频端口为收状态；若信号类型为下行导频、下行数据，则应当切换射频端口为发状态。具体地，与步骤103相同，可以对信号计数，根据计数值落在图2帧结构的位置切换射频端口的状态。

在本步骤中，在切换基站各路射频口状态前，需要对系统当前同步状态进行判断。若系统处于失步状态，如基站刚开机，则将各路射频口设为全收，以便对序列信号进行捕获。若系统处于同步跟踪状态，则依据前述方法对基站各路射频口进行切换。

步骤202：基站端对上述各天线的基带信号进行上行定时同步捕获，得到各路天线接收基带信号的起始位置。同步捕获模式要求基站端全部射频端口工作在收状态。

在本步骤中，基带帧信号的起始位置由相关峰值进行推算。具体地说，定义延时自相关累加和的差值为：

其中，m是距离现在的离散时间值，l表示相关窗长，它的大小决定了同步算法的性能，越长则同步性能越好，同时计算量也越大。结合帧结构以及硬件测试结果，选择两倍序列周期作为窗长，即l＝126。r(n)为接收的基带信号。

通过以下公式确定相关峰值位置：

通过以下公式计算第i路基带信号起始位置：

上式中，ncurrent(i)表示当前接收信号点位置，nhardware(i)表示具体实现时的固定硬件处理延时，lbase表示数字域帧长。

步骤203：基站端将上述各路天线接收基带信号的估计起始位置送至上位机，进行多路联合判决，得到定时位置期望值。

定时位置期望值通过以下公式进行计算：

上式中，假设基站部署天线总数为m，则是对各路基带信号起始位置按大小排序后的结果，丢弃其中最低25％和最高25％的样本，然后对剩余样本取均值作为定时位置期望值。

步骤204：上位机判断上述定时位置期望值是否有效。如果有效，则执行步骤301。

在本步骤中，对有效性检验的具体方法不做限制，同时，在进行有效性检验前，需要判断当前系统状态。若基站处于失步状态，采取的有效性检验方法可以是将与基站端启动时默认设置的统一起始位置做比较，若两者不等，则判断有效。若基站处于同步跟踪状态，则有效性检验方法可以是将算得期望值与上一次有效期望值进行比较，当两者距离满足一定条件(如相差10个点)时判定该期望值有效。

步骤301：进入同步跟踪模式，上位机将上述有效期望值下发至基站端各设备。

作为改进，上位机将上述有效期望值连同一个触发信号下发至基站。

步骤302：基站端由上述统一起始位置调整下行基带信号的流动时序。

在本步骤中，下行基带信号原本是随基站启动而自行产生的。当步骤204得到了有效同步位置期望值后，就需要调整下行基带信号的流动情况，使其按照正确的时序送至上采样模块。本发明提出的方法是在上采样模块前放置一个bram(块存储器)用于缓存基带信号，在特定的时间段内写入和读取该块存储器，从而完成下行基带信号流动情况的调整。将基带信号写入块存储器时，等待表示有效的触发信号，当有效触发信号到来后，启动块存储器的写入和读取一帧下行信号。

块存储器的写入读取使能信号的产生方式为，对写入使能信号，当基带信号的序号落在图2帧结构的下行信号序数的范围内，则对块存储器写入，否则不写入。对读取使能信号，对基带信号的序号与同步位置期望值求和，再对数字域帧长求模，若结果落在图2帧结构的下行信号序数的范围内，则对块存储器读取，否则不读取。具体按照如下公式：

其中，t表示对块存储器写入或读出，f表示不写或不读，lbase表示数字域帧长，udl表示图2帧结构中下行信号点的集合，c(n)表示当前基带信号源产生信号对应的计数。

步骤303：基站端由上述有效同步位置期望值调整射频端口的工作状态

在本步骤中，数字上采样后的信号应根据其所处符号类型决定是否发收。对基站而言，若上采样后信号类型为同步序列、上行导频、上行数据，则应当切换射频端口为收状态；若上采样后信号类型为下行导频、下行数据，则应当切换射频端口为发状态。对射频端口的切换方式同步骤103，即对上采样后信号计数，根据计数值决定射频端口的发收。具体关系如下：

上式中，t表示使射频口工作在发状态，f表示使射频口工作在收状态，udl表示图2帧结构中下行信号点的集合，c(n)表示当前基带信号源产生信号对应的计数，lbase表示数字域帧长，lduc表示上采样信号帧长。

步骤304：基站端使上述调整后的下行基带帧信号经过数字上采样、数模转换、混频等过程，从天线发送出去。

在本步骤中，上述下行基带帧信号在步骤302中经过了时序的调整，上述数字上采样过程中产生的控制射频端口切换的使能信号在步骤303中经过了工作状态的调整，故下行基带帧信号与射频的工作状态互相吻合。

步骤401：用户设备对每根天线的接收信号进行处理，使接收信号经过混频、模数转换、数字下采样等过程变为基带信号，进行后续的基带处理。

在本步骤中，由于下行同步在基站端已经完成，故用户设备针对同步无需做任何额外操作。

本发明在基站天线数为64和128两种情况下，进行了实际硬件测试，采用labview软件实现。图3为基站与四个单天线用户进行空口传输的同步性能对比图，其中横座标表示信噪比，纵座标表示同步位置错误检测概率。由图3可以发现，由于本发明有效利用了基站端大规模多天线的条件，所以同步定位精度高，可扩展性强，当基站天线数增加时同步性能提升明显，适用于实际工程的应用。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。