信号发送方法和信号接收方法与流程

本发明涉及信号处理技术领域，具体而言，涉及一种信号发送方法和信号接收方法。

背景技术

在无线通信领域，传统的cdma系统的信道容量与信噪比呈指数增长关系，例如，信道容量越大，信噪比越高。cdma系统一般是以伪随机序列为扩频码，而伪随机序列的自相关和互相关特性较差，其自相关特性间隔一定时间都会出现脉冲，性能较差，导致系统的抗干扰能力较差。

针对伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题，目前尚未提出有效的解决方案。

技术实现要素：

本发明的主要目的在于提供一种信号发送方法和信号接收方法，以解决伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。

为了实现上述目的，根据本发明的一个方面，提供了一种信号发送方法。该方法包括：生成完备互补正交码对偶，其中，所述完备互补正交码对偶具有对偶关系；将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形；将输入的数据序列与所述扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号；发送所述传输信号。

进一步地，所述生成完备互补正交码对偶包括：根据编码约束长度确定基本完备正交互补码对偶的长度；确定所述基本完备正交互补码对偶中长度小于预设阈值的码；按照非周期自相关函数计算与所述码非周期自相关完全互补的码；计算与最短基本互补码对互补正交的另一对最短基本互补码对得到目标最短基本互补码对其中，所述最短基本互补码对由所述码与所述码组成；以及将所述目标最短基本互补码对作为所述完备互补正交码对偶。

进一步地，在将所述一对最短基本互补码对作为所述完备互补正交码对偶之后，所述方法还包括：确定所述完备互补正交码对偶的待扩展的目标长度；将所述完备互补正交码对偶的长度扩展至所述目标长度。

进一步地，将所述完备互补正交码对偶的长度扩展至所述目标长度包括：将所述目标最短基本互补码对按照第一算法进行串接，得到所述目标长度的完备互补正交码对偶，其中，所述第一算法为：

进一步地，将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形包括：所述完备互补正交码对偶与所述复用波形采用第二算法进行运算，生成所述扩展的复用波形，其中，所述第二算法为其中，为扩展的复用波形，h(x)为复用波形，n^b为完备互补正交码对偶的长度，xc为码片移位长度。

进一步地，将输入的数据序列与所述扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号包括：根据设计参数在调制域内生成对应的扩展的复用波形；根据重叠复用次数将所述扩展的复用波形在调制域内按预定的移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；将所述输入的数据序列与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；将所述各调制包络波形在调制域内进行叠加，生成调制域内的复调制包络波形，得到所述传输信号。

进一步地，发送所述传输信号包括：将所述传输信号在正交的信道中并行传输。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种信号接收方法。该方法包括：接收传输信号，其中，所述传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，所述扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，所述完备互补正交码对偶具有对偶关系；对所述传输信号进行预处理，得到预处理的信号；对所述预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息。

进一步地，对所述传输信号进行预处理，得到预处理的信号包括：对接收到的传输信号进行同步、信道估计、均衡处理等运算，得到所述预处理的信号；对所述预处理信号在对应域内进行信号检测包括：对所述预处理的信号在对应域内按照预定的移位间隔切割，得到切割后的波形；按照预设译码算法对所述切割后的波形进行译码，得到处理后的数据流信息。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种信号发送装置。该装置包括：第一生成单元，用于生成完备互补正交码对偶，其中，所述完备互补正交码对偶具有对偶关系；第二生成单元，用于将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形；运算单元，用于将输入的数据序列与所述扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号；发送单元，用于发送所述传输信号。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种信号接收装置。包括：接收单元，用于接收传输信号，其中，所述传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，所述扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，所述完备互补正交码对偶具有对偶关系；第一处理单元，用于对所述传输信号进行预处理，得到预处理的信号；第二处理单元，用于对所述预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种处理器，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行上述任意一项所述的信号发送方法。

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种处理器，所述处理器用于运行程序，其中，所述程序运行时执行上述任意一项所述的信号接收方法。

通过本发明，采用以下步骤：生成完备互补正交码对偶，其中，完备互补正交码对偶具有对偶关系；将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形；将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号；发送传输信号，解决了伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。通过对具有对偶关系的完备互补正交码对偶进行运算生成扩展的复用波形，再对扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号，进而提升信号的自相关和互相关特性，达到了提高系统的抗干扰能力的效果。

附图说明

构成本申请的一部分的附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据本发明第一实施例的信号发送方法的流程图；

图2是根据本发明第一实施例的ovxdm卷积编码等效模型的示意图；

图3是根据本发明第一实施例的信号发送方法扩展后的复用波形自相关特性的示意图；

图4是根据本发明第一实施例的信号发送方法ovfdm发射信号的框图；

图5是根据本发明第一实施例的信号发送方法的扩展ovfdm系统发送端的框图；

图6是根据本发明第一实施例的信号发送方法的m序列的自相关特性的示意图；

图7是根据本发明第一实施例的信号发送方法的完备互补正交码对偶的自相关特性的示意图；

图8是根据本发明第二实施例的信号接收方法的流程图；

图9是根据本发明第二实施例的信号接收方法的扩展ovfdm系统接收端的框图；

图10是根据本发明第二实施例的信号接收方法的ovfdm系统接收信号的框图；

图11是根据本发明的k路复用波形排列的示意图；

图12是根据本发明实施例的k＝3时，重叠频分复用输入-输出关系树图；

图13是根据本发明实施例的节点状态转移图；

图14是根据本发明实施例的k＝3时，ovfdm系统的trellis图；

图15是根据本发明第一实施例的信号发送装置的示意图；

图16是根据本发明第二实施例的信号接收装置的示意图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。

为了使本技术领域的人员更好地理解本申请方案，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分的实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本申请保护的范围。

需要说明的是，本申请的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本申请的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含，例如，包含了一系列步骤或单元的过程、方法、系统、产品或设备不必限于清楚地列出的那些步骤或单元，而是可包括没有清楚地列出的或对于这些过程、方法、产品或设备固有的其它步骤或单元。

为了便于描述，以下对本申请实施例涉及的部分名词或术语进行说明：

完备互补正交码对偶：具有其自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特点。

码分多址(codedivisionmultipleaccess，简称cdma)是在数字技术的分支--扩频通信技术上发展起来的一种崭新而成熟的无线通信技术。cdma技术的原理是基于扩频技术，即将需传送的具有一定信号带宽信息数据，用一个带宽远大于信号带宽的高速伪随机码进行调制，使原数据信号的带宽被扩展，再经载波调制并发送出去。接收端使用完全相同的伪随机码，与接收的带宽信号作相关处理，把宽带信号换成原信息数据的窄带信号即解扩，以实现信息通信。cdma是指一种扩频多址数字式通信技术，通过独特的代码序列建立信道，可用于二代和三代无线通信中的任何一种协议。cdma是一种多路方式，多路信号只占用一条信道，极大提高带宽使用率，应用于800mhz和1.9ghz的超高频(uhf)移动电话系统。cdma使用带扩频技术的模-数转换(adc)，输入音频首先数字化为二进制元。传输信号频率按指定类型编码，因此只有频率响应编码一致的接收机才能拦截信号。由于有无数种频率顺序编码，因此很难出现重复，增强了保密性。cdma通道宽度名义上1.23mhz，网络中使用软切换方案，尽量减少手机通话中信号中断。数字和扩频技术的结合应用使得单位带宽信号数量比模拟方式下成倍增加，cdma与其他蜂窝技术兼容，实现全国漫游。最初仅用于美国蜂窝电话中cmdaone标准只提供单通道14.4kbps和八通道115kbps的传输速度。cdma2000和宽带cdma速度已经成倍提高。

实施例1

根据本发明的实施例，提供了一种信号发送方法。

图1是根据本发明第一实施例的信号发送方法的流程图。如图1所示，该方法包括以下步骤：

步骤s101，生成完备互补正交码对偶，其中，完备互补正交码对偶具有对偶关系。

在本发明第一实施例中，完备互补正交码对偶具有对偶关系，生成完备互补正交码对偶的方法是根据最短基本互补码求解出与之完全正交互补的另一对最短基本互补码。需要说明的是，由于互补特性，其特点为自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零。因此可使用在通信系统中作为训练序列使用。在本发明第一实施例中涉及的互补运算是指两个同类相辅相成运算叠加后结果满足特定需求的运算。本发明第一实施例中指的特定需求具有如下特性：两序列各自的自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零；而互相关函数则处处为零。

可选的，本发明第一实施例的信号发送方法中，生成完备互补正交码对偶包括：根据编码约束长度确定基本完备正交互补码对偶的长度；确定基本完备正交互补码对偶中长度小于预设阈值的码；按照非周期自相关函数计算与码非周期自相关完全互补的码；计算与最短基本互补码对互补正交的另一对最短基本互补码对得到目标最短基本互补码对其中，最短基本互补码对由码与码组成；以及将目标最短基本互补码对作为完备互补正交码对偶。

ovxdm系统可表示为重叠时分复用(overlappedtimedivisionmultiplexing，简称ovtdm)系统、重叠频分复用(overlappedfrequencydivisionmultiplexing，简称ovfdm)系统、重叠码分复用(overlappedcodedivisionmultiplexing，简称ovcdm)系统、重叠空分复用(overlappedspacedivisionmultiplexing，简称ovsdm)系统、重叠混合复用(overlappedhybriddivisionmultiplexing，简称ovhdm)系统等，ovxdm系统的等效模型如图2所示。

在本发明第一实施例中以ovfdm系统为例，以基本短码+++-来生成完备互补正交码对偶互补正交码对偶，生成过程可以如下：

对应为++，对应为+-，根据和分别求出其互补码和为对取反得到，为对取反并求非得到。根据此方法求得将组合生成新的互补码为将组合生成新的互补码为将组合生成新的互补码为将组合生成新的互补码为此时每个互补码的长度由2扩充到4。也即，在将最短基本互补码对作为基本完备互补正交码对偶之后，将基本完备互补正交码对偶的长度扩展至目标长度。采用上述的方法，对每次生成的互补码进行迭代扩充，最终生成完备互补正交码对偶序列为本发明第一实施例中取完备互补正交码对偶的长度为n^b＝8。

具体地，基本完备正交互补码对偶的生成步骤可以如下：

(1)根据编码约束长度选定基本完备正交互补码对偶的长度n0。

(2)按照关系n0＝l0*2^l(l＝0,1,2...)，也即，首先，确定一个最短基本完备互补码对的长度l0。基本完备互补码中只有一对分量码，它只要求其非周期自相关特性的互补性。或者按照关系n0＝l01*l02*2^l+1(l＝0,1,2...)，先决定两个最短基本完备互补码的长度l01,l02。

(3)根据(2)选定的最短码长及工程实现需求，任意选定一码长为最短码长l0的码，

(4)根据非周期自相关函数完全互补性的要求，求解出与非周期自相关函数完全互补的码，

(5)根据(4)解出的最短基本互补码对解出与之完全互补正交的另一对最短基本互补码对新得到的一对最短基本互补码也具有完备的非周期自相关特性。这两对码就构成了完备正交互补码对偶，从互补意义上讲，它们中每一对的非周期自相关函数以及两对之间的非周期互相关函数都是理想的。

(6)从码长为l0的完备正交互补码对偶形成所需长度n0＝l0*2^l(l＝0,1,2...)的完备正交互补码对偶。有如下几种方法可以将码长加倍，而长度加倍后的两个新码对，仍然是完备正交码对偶。其中表示非序列，即元素值全部取反值。

可选的，本发明第一实施例的信号发送方法中，在将一对最短基本互补码对作为完备互补正交码对偶之后，方法还包括：确定完备互补正交码对偶的待扩展的目标长度；将完备互补正交码对偶的长度扩展至目标长度。其中，将基本完备互补正交码对偶的长度扩展至目标长度包括：将目标最短基本互补码对按照第一算法进行串接，得到目标长度的完备互补正交码对偶，其中，第一算法为：

在本发明第一实施例中还可以采用其它方法将基本完备互补正交码对偶的长度扩展至目标长度，例如，将c0(s0)码的奇偶位分别由及组成；c1(s1)码的奇偶位分别由及组成。或者，将短码按下述方法串接起来：或者，c0码的奇偶位分别由及组成；s0码的奇偶位分别由及组成；c1码的奇偶位分别由及组成；s1码的奇偶位分别由及组成，使用上述的任一方法，可以形成长度为n0的完备正交互补对偶码。

步骤s102，将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形。

例如，ovfdm系统重叠复用次数k＝8，以矩形波为复用波形，其复用波形系数为h＝[11111111]，输入的数据序列为xi，其长度为n。其扩频的过程如下：生成以完备互补正交码对偶扩频的复用波形，将完备互补正交码对偶与复用波形即矩形波进行运算，使用如卷积运算、点乘运算或者扩频运算的算法，以生成扩频后的复用波形，运算方法(对应上述的第二算法)为其中，h(x)为复用波形，为与完备正交互补码对偶运算后的扩展的复用波形，n^b为完备互补正交码对偶的长度，xc为码片移位长度，对于ovfdm系统，经过该运算后的复用波形为扩频后的复用波形，例如，取xc＝1。经过扩频后的复用波形带宽为b^b＝x+(n^b-1)xc＝15。在生成扩频复用波形时，将c码和s码分别与实复用波形进行运算，又存在正交互补码对偶，因此扩频后的复用波形包含4个，即通过c0码扩频的复用波形，通过c1码扩频的复用波形，通过s0码扩频的复用波形，通过s1码扩频的复用波形。

具体地，完备互补正交码对偶的数学表示为：其中，两个序列k＝0,1都是归一化n^b维行矢量。[+]表示互补相加，即在作相关与其它运算时，中的分量码(或它们的对应时间波形)各自分别进行，即与与运算，但运算结果相加。(或它们的对应时间波形)二者之间不允许有任何相互运算。由于完备互补正交码对偶的非周期自相关函数与互相关函数在互补意义上完全理想，即其中，表示矢量的共轭转置

表示的非周期l移位码矢量。在ovxdm系统应用中k＝0,1为完备互补正交码对偶，以对应取代为其中是实复用(码片)波形，x为复用(码片)波形宽度，0<xc≤x为码片移位长度，它可以小于或远小于x；即是宽度为x+(n^b-1)xc的波形序列。

利用完备正交互补码对偶的性质，可以证明的自相关函数在原点附近出现一个底宽为2x的主峰波形，其余处处为零。同理，可以证明与之间的互相关函数处处为零，其自相关特性如图3所示。在实际运用时，可将的两个分量码波形分别置于正交的i与q信道之中，或在传输过程中在每一段x+(n^b-1)xc内平坦同步衰落，且永不相遇的两个时隙，频隙等处。

显然在使用做k重的重叠复用ovxdm运算的复用波形时，当相互移位间隔小于x时，系统性能与单独使用其码片波形h(x)时是完全一致，此时仅起到加密与隐蔽的作用。当相互移位间隔大于x后，系统将变成有k地址的扩频cdma系统，但与传统扩频cdma系统截然不同。

首先，ovxdm系统与cdma系统不同，ovxdm系统其信道容量与信噪比呈线性关系。如ovfdm系统，其基本码片的带宽为x，复用波形序列的带宽为b^b＝x+(n^b-1)xc。对噪声单边频谱密度为n0的awgn信道，其信道容量与信噪比呈线性关系。又如对于ovtdm系统，其基本码片的持续时间为x，复用波形序列的持续时间为t^b＝x+(n^b-1)xc。对噪声时域谱密度为n0(根据傅里叶变换的对偶性，它与噪声的频谱密度数值相等，仅量纲不同)的awgn信道，其信道容量为与信噪比呈线性关系。

其次，ovxdm系统的扩频地址码具有完全理想的相关特性，即它们的自相关是一个理想的冲击函数，互相关函数处处为零，这两点都是传统cdma绝对做不到的。特别是当所需信道容量较低，扩频地址码长x+(n^b-1)xc＞＞k时，系统的门限信噪比，特别是功率信噪比将会很低，很适合隐蔽与抗干扰通信。

步骤s103，将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号。

在此步骤中，将扩频后的复用波形与输入的数据序列xi进行卷积编码，从而实现ovfdm编码过程。

可选的，本发明第一实施例的信号发送方法中，将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号包括：根据设计参数在调制域内生成对应的扩展的复用波形；根据重叠复用次数将扩展的复用波形在调制域内按预定的移位间隔进行移位，得到调制域内的各移位包络波形；将输入的数据序列与各自对应的移位包络波形相乘，得到调制域内的各调制包络波形；将各调制包络波形在调制域内进行叠加，生成调制域内的复调制包络波形，得到传输信号。

例如，以ovfdm系统为例，ovfdm发射信号的框图，如图4所示，处理步骤如下：首先生成发送信号的频谱信号h(f)(对应上述扩展的复用波形)，然后将上述生成的频谱信号h(f)经特定载波频谱间隔△b移位后，形成其它各个频谱间隔为△b的子载波频谱波形h(f-i×△b)。将所要发送的符号xi分别与生成的对应的各个子载波频谱波h(f-i×△b)相乘，得到经过各个子载波调制的调制信号频谱xih(f-i×△b)。再将上述形成的各个调制信号频谱进行xih(f-i×△b)叠加，形成复调制信号的频谱，调制信号频谱叠加过程可表示为：将叠加后的调制信号频谱进行离散傅氏反变换，最终形成时间域的复调制信号，发送信号可表示为：signal(t)tx＝ifft(s(f))，重叠复用方法遵循平行四边形规则，扩展ovfdm系统发送端的框图，如图5所示。

在本发明第一实施例中将完备互补正交码对偶ovfdm卷积编码后的数据分别在正交的i与q信道之中传输，c0、c1码卷积编码后的数据在i路传输，s0、s1码卷积编码后的数据在q路传输，由于正交互补码的自相关和互相关特性，i路上的两个卷积编码后的数据之间互不干扰，同理q路上的两个卷积编码后的数据也互不干扰。即实现了i、q两路信道分别并行传输数据，使得扩频后的ovfdm系统频谱效率不变，仍为2k。需要说明的是，由于i、q两路信道分别并行的传输c0、c1码和s0、s1码卷积编码后的数据，因此接收端在处理时需要通过匹配滤波器将两个对偶码数据分离开来。将完备互补正交码对偶分别置于正交的i与q信道之中传输。

步骤s104，发送传输信号。

由于cdma系统一般以伪随机序列为扩频码，以m序列为例。m序列的自相关特性如图6所示，从图6中可以看到其自相关特性间隔一定时间都会出现脉冲，性能较差，在通信过程中其对抗干扰的能力较弱。在本发明实施例中的完备正交互补码对偶序列的自相关特性如图7所示。其具有自相关函数在原点是理想的冲击函数，原点以外处处为零，而互相关函数处处为零的特点，以其为复用波形的ovxdm系统具有加密和隐蔽的特性，且通信过程中抗干扰的能力较高。

在本发明第一实施例提供的信号发送方法中，通过生成完备互补正交码对偶，其中，完备互补正交码对偶具有对偶关系；将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形；将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号；发送传输信号，解决了伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。通过对具有对偶关系的完备互补正交码对偶进行运算生成扩展的复用波形，再对扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号，进而提升信号的自相关和互相关特性，达到了提高系统的抗干扰能力的效果。

实施例2

图8是根据本发明第二实施例的信号接收方法的流程图。如图8所示，该方法包括以下步骤：

步骤s801，接收传输信号，其中，传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，完备互补正交码对偶具有对偶关系。

将完备互补正交码对偶(对应上述的完备互补正交码对偶)，ovfdm卷积编码后的数据分别在正交的i与q信道之中传输，c0、c1码卷积编码后的数据在i路传输，s0、s1码卷积编码后的数据在q路传输，由于正交互补码的自相关和互相关特性，i路上的两个卷积编码后的数据之间互不干扰，同理q路上的两个卷积编码后的数据也互不干扰。即实现了i、q两路信道分别并行传输数据，使得扩频后的ovfdm系统频谱效率不变，仍为2k。需要说明的是，由于i、q两路信道分别并行的传输c0、c1码和s0、s1码卷积编码后的数据，因此接收端在处理时需要通过匹配滤波器将两个对偶码数据分离开来。将完备互补正交码对偶分别置于正交的i与q信道之中传输，其对应的扩展ovfdm系统接收端的框图，如图9所示。

步骤s802，对传输信号进行预处理，得到预处理的信号。

在本发明第二实施例提供的信号接收方法中，对传输信号进行预处理，得到预处理的信号包括：对接收到的传输信号进行同步、信道估计、均衡处理等运算，得到预处理的信号；对预处理信号在对应域内进行信号检测包括：对预处理的信号在对应域内按照预定的移位间隔切割，得到切割后的波形；按照预设译码算法对切割后的波形进行译码，得到处理后的数据流信息。

例如，以ovfdm系统为例，ovfdm系统接收信号的处理过程如图10所示，通过对接收信号在时间域形成符号同步；对各个符号时间区间的信号进行数字处理，包括取样、量化，将之变为接收数字信号序列；对每个时间符号区间的接收数字信号序列进行傅氏变换以形成每个时间符号区间的实际接收信号频谱(对应上述预处理的传输信号)。其表达式为：signal(f)rx＝fft(s(t))。

步骤s803，对预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息。

图11是k路复用波形排列图，基于此基础，按照一定的译码算法对切割后的频谱波形进行译码。其呈平行四边形形状。其中，每一行表示一个所要发送的符号xi与相应时刻的包络波形h(t-i*△t)相乘后得到的待发送信号波形xih(t-i*△t)。a0～ak-1表示对每个窗函数波形(包络波形)进行k次分段得到的每部分的系数值，具体为关于幅度值的系数。译码过程如图12所示，在一个节点处，向上为+1，向下为-1，对于每个节点进行判断，最终获得节点转移路径，根据此转移关系即可求出输入的符号序列。当k＝3时，重叠频分输入-输出关系图，图13节点状态转移图，对于一个节点，其状态转移的方式仅在图7中的任一种，只要确定各种转移的可能性，从而确定转移的方式即可。例如图14是k＝3时，ovfdm系统trellis图，即所有节点译码的路径示意。

综上所述，发送端将编码调制后的信号通过天线发射出去，信号在无线信道中传输，接收端对接收信号进行匹配滤波，由于接收到的信号是时域信号，因此需要先对时域信号进行傅氏变换转换为频域信号，再对信号进行处理，ovfdm系统中的傅氏反变换和傅氏变换都涉及采样点数的设置，两者的采样点数应保持一致，且取值为2ⁿ。再对信号分别进行抽样、译码，最终判决输出比特流。

根据本发明第二实施例的信号接收方法，通过接收传输信号，其中，传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，完备互补正交码对偶具有对偶关系；对传输信号进行预处理，得到预处理的信号；对预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息。解决了伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。通过接收到的传输信号是对具有对偶关系的完备互补正交码对偶进行运算生成扩展的复用波形，再对扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到的传输信号，进而提升信号的自相关和互相关特性，达到了提高系统的抗干扰能力的效果。

需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

实施例3

本发明实施例还提供了一种信号发送装置，需要说明的是，本发明实施例的信号发送装置可以用于执行本发明实施例所提供的用于信号发送方法。以下对本发明实施例提供的信号发送装置进行介绍。

图15是根据本发明第一实施例的信号发送装置的示意图。如图15所示，该装置包括：第一生成单元1510、第二生成单元1520、运算单元1530和发送单元1540。

具体地，第一生成单元1510，用于生成完备互补正交码对偶，其中，完备互补正交码对偶具有对偶关系。

第二生成单元1520，用于将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形。

运算单元1530，用于将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号。

发送单元1540，用于发送传输信号。

在根据本发明第一实施例的信号发送装置中，通过第一生成单元1510生成完备互补正交码对偶，其中，完备互补正交码对偶具有对偶关系，第二生成单元1520将完备互补正交码对偶与复用波形进行运算，生成扩展的复用波形，运算单元1530将输入的数据序列与扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号，发送单元1540发送传输信号，解决了伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。通过对具有对偶关系的完备互补正交码对偶进行运算生成扩展的复用波形，再对扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到传输信号，进而提升信号的自相关和互相关特性，达到了提高系统的抗干扰能力的效果。

实施例4

本发明实施例还提供了一种信号接收装置，需要说明的是，本发明实施例的信号接收装置可以用于执行本发明实施例所提供的用于信号接收方法。以下对本发明实施例提供的信号接收装置进行介绍。

图16是根据本发明第二实施例的信号接收装置的示意图。如图16所示，该装置包括：接收单元1610、第一处理单元1620和第二处理单元1630。

具体地，接收单元1610，用于接收传输信号，其中，传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，完备互补正交码对偶具有对偶关系。

第一处理单元1620，用于对传输信号进行预处理，得到预处理的信号。

第二处理单元1630，用于对预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息。

在根据本发明第一实施例的信号接收装置中，通过接收单元1610接收传输信号，其中，传输信号是通过扩展的复用波形与输入数据序列进行卷积编码得到的，扩展的复用波形是基于完备互补正交码对偶与复用波形进行运算生成的，完备互补正交码对偶具有对偶关系；第一处理单元1620对传输信号进行预处理，得到预处理的信号；第二处理单元1630对预处理信号在对应域内进行信号检测，得到处理后的数据流信息，解决了伪随机序列的自相关和互相关特性较差，导致系统的抗干扰能力较差的问题。通过接收到的传输信号是对具有对偶关系的完备互补正交码对偶进行运算生成扩展的复用波形，再对扩展的复用波形进行卷积编码运算，得到的传输信号，进而提升信号的自相关和互相关特性，达到了提高系统的抗干扰能力的效果。

实施例5

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种处理器，处理器用于运行程序，其中，程序运行时执行上述任意一项的信号发送方法。

实施例6

为了实现上述目的，根据本发明的另一方面，提供了一种处理器，处理器用于运行程序，其中，程序运行时执行上述任意一项的信号接收方法。

需要说明的是，对于前述的各方法实施例，为了简单描述，故将其都表述为一系列的动作组合，但是本领域技术人员应该知悉，本发明并不受所描述的动作顺序的限制，因为依据本发明，某些步骤可以采用其他顺序或者同时进行。其次，本领域技术人员也应该知悉，说明书中所描述的实施例均属于优选实施例，所涉及的动作和模块并不一定是本发明所必须的。

在上述实施例中，对各个实施例的描述都各有侧重，某个实施例中没有详述的部分，可以参见其他实施例的相关描述。

在本申请所提供的几个实施例中，应该理解到，所揭露的装置，可通过其它的方式实现。例如，以上所描述的装置实施例仅仅是示意性的，例如所述单元的划分，仅仅为一种逻辑功能划分，实际实现时可以有另外的划分方式，例如多个单元或组件可以结合或者可以集成到另一个系统，或一些特征可以忽略，或不执行。

所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部单元来实现本实施例方案的目的。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理单元中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个单元中。上述集成的单元既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能单元的形式实现。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。