本发明属于通信技术领域，具体涉及一种基于自零差检测模分复用(mdm-shd)通信系统中载波串扰的消除方法。
背景技术：
近几年随着移动互联网、云计算、物联网技术的应用和发展，数据业务呈爆发式增长的趋势。其中，以光接入网和数据中心光互联为代表的中短距离光通信迫切需求提高网络宽带容量。目前在短距离光通信上普遍采用强度调制-直接检测(im/dd)方式，该方式只能利用光强度信息，导致相位信息的丢失，造成了频谱资源的浪费，而且im/dd受色散和非线性噪声的影响严重，使得它很难实现大容量传输。相干光通信(id)有着高灵敏度、高频谱效率等优点，目前已被广泛应用于长距离大容量的骨干光纤网络中。结合密集波分复用(dwdm)技术，相干光通信甚至能够实现单根光纤数tb/s的高传输速率。然而相干光通信系统有着复杂的设备，高昂的成本，这些使得相干光通信不能满足短距离通信对于传输成本的要求。为了能够有效地提高传输系统的容量并且保持相对较低的成本，基于自零差检测的模分复用(mdm-shd)通信技术应运而生。
在mdm-shd系统中，载波路的导频(pt)光将和信号路正交幅度调制(mqam)信号一起经过模式复用器(mux)进入少模光纤(fmf)中传输。在接收端，模式解复用器(demux)将信号路和载波路分离。分离的载波路导频光将做为本振荡光(lo)与信号路进行相干检测，从而得到发射信号。这种检测方式能够省去接收端的本振激光源，降低发射端光源线宽的要求，并且由于载波路光和信号路光出自同一个激光源并且经历了相同的噪声信道环境，所以接收到的信号不会存在频率偏移损伤，相位噪声也得到抑制消除，大大降低了dsp信号处理的复杂度和运算次数。然而实际少模光纤中的模式串扰将会使载波路的导频光受到来自信号路的串扰，这些串扰经相干检测后会产生拍频噪声，降低整个系统的传输性能。因此消除mdm-shd系统中的载波路串扰的影响，进一步提高mdm-shd系统的传输性能是一个亟待解决的问题。
技术实现要素：
针对现有mdm-shd系统中载波路串扰的问题，本发明提出了一种基于载波路双边带调制的自零差检测模分复用(dsb-mdm-shd)系统方案。该方法能够在不改变现有少模光纤参数下，降低由于传输过程中载波路受到信号路的模式串扰而导致的相干拍频噪声的影响。该方法具有较好的效果，能够在相同传输参数下降低系统的误码率。
本发明通过如下技术方案实现的：
一种自零差检测模分复用系统中载波路串扰的消除方法，具体步骤如下：
第一步，调制产生载波路的双边带导频光和信号路的mqam光信号，具体包括如下步骤：
步骤s101：根据需要传输的mqam信号的符号率和调制格式来计算信号的带宽fs，以mqam信号的第一个频谱零点的频率ω0确定载波路需要使用的正弦波的频率，从而保持载波路与信号路在频谱上正交；
步骤s102：将频率为ω0的正弦波通过马赫增德尔强度调制器(mz)调制到载波路光上，从而产生载波路的双边带导频光；
步骤s103：将需要传输的mqam信号通过正交iq调制器调制到信号路光上，从而得到信号路的mqam光信号；
其中，在发射端，信号路es(t)和载波路ep(t)的分别表示为：
其中，ps和pp分别为信号路和载波路的平均光功率，
载波路ep(t)和信号路es(t)分别经过步骤s102和步骤s103后，可表示为：
其中，s(t)为能量归一化的mqam信号；
第二步，将载波路和信号路一起送入少模光纤进行传输，具体包括如下步骤：
步骤s104：将载波路和信号路通过模式耦合器分别承载到不同的线极化模(lp模)上，进入少模光纤进行传输；
步骤s105：在接收端通过模式解复用器将载波路和信号路进行模式变换和分离，并且使用长度可调的光纤(odls)来消除少模光纤中不同模式之间的差分模时延(dmgd)在接收端造成的时间差；
由于各lp模式上的信号在少模光纤传输过程中会受到模式串扰、差分模时延等损伤，并且差分模群时延所造成的时间差能够被odls消除掉，不会对载波路与信号路的频谱正交性造成破坏。因此为了简单明了的分析，在公式表达上，我们只考虑少模光纤中模式串扰的影响。
其中，经过步骤s104和步骤s105后，载波路ep(t)和信号路es(t)可以表示为：
其中，α和β分别为载波路和信号路经过少模光纤传输后的耦合系数；
第三步，在接收端对载波路进行下变频、滤波、放大，然后作为相干的本振光(lo)与信号路进行相干检测。
步骤s106：将模式解复用器分离的载波路送入马赫增德尔强度调制器，对载波路进行下变频；
经过步骤s106后，载波路可以表示为：
其中，
步骤s107：使用光带通滤波器对经过下变频的载波路进行滤波；
载波路经过步骤s107后，载波路可以表示为：
步骤s108：滤波后的载波路导频光接近理想的本振光，然而由于双边带调制深度以及传输过程中光纤的损耗等原因，使得滤波后的载波路导频光功率较低，因此需要光放大器对滤波后的载波路进行放大，使光功率稳定在mw级；
步骤s109：将经过放大后的载波路导频光作为相干光通信的本振光源，与信号路进行相干检测；
步骤s110：将相干检测得到的电信号送入数字信号处理(dsp)模块中进行信号处理；其中，信号处理包括采样、归一化、时钟同步、色散(cd)补偿、mimo均衡和判决误码率(ber)计算。
与现有技术相比，本发明具有如下优点：
本发明采用载波路导频光在发射端双边带调制并在接收端下变频恢复的方法有效的消除了由于少模光纤传输过程中载波路受到信号路的串扰而导致的相干拍频噪声的影响。该方法在不改变现有少模光纤(fmf)参数下，提高了自零差检测模分复用(mdm-shd)系统的传输距离，降低了mdm-shd系统对模式复用器/解复用器(mux/demux)的模式选择灵敏度的要求，同时能够保证较好的误码性能，具有较高的性能效果。
附图说明
图1为本发明的基于载波路双边带调制的4×4自零差检测模分复用(dsb-mdm-shd)系统结构示意图；
图2为本发明的基于载波路双边带调制的4×4自零差检测模分复用(dsb-mdm-shd)系统发射机结构示意图；
图3为本发明的基于载波路双边带调制的4×4自零差检测模分复用(dsb-mdm-shd)系统接收机结构示意图；
图4为本发明的在60km传输时，使用4×4dsb-mdm-shd系统结构方案的载波路各部分频谱变化示意图。其中，图4-1、4-2、4-3、4-4、4-5所表示的载波路频谱图分别对应图1结构中标注的1、2、3、4、5位置。图4-1为发射端光源经过分束器后载波路的频谱；图4-2发射端为载波路进行双边带调制后的频谱图；图4-3为接收端载波路经过时延补偿后的频谱图；图4-4为接收端载波路经过下变频后的频谱图；图4-5为接收端载波路经过光滤波和光放大后的频谱图。
图5为本发明的经过60km传输后，在不同光信噪比(osnr)下，使用4×4dsb-mdm-shd系统结构方案各模式信号路的系统误码率(ber)表现图；
图6为本发明的osnr为20db的情况下，4×4dsb-mdm-shd系统和4×4mdm-shd系统在使用不同耦合强度的模式复用器/解复用器(mux/demux)的系统误码率(ber)表现和对比图；
图7为本发明的osnr为20db的情况下，4×4dsb-mdm-shd系统和4×4mdm-shd系统在不同传输距离的系统误码率(ber)表现和对比图；
具体实施方式
为了能够更加清楚地理解本发明的上述方法、步骤，下面结合附图和具体实施方法对本发明进行进一步的详细描述。
实施例1
使用4×4自零差检测模分复用(mdm-shd)系统对本发明提出的方法进行仿真验证。图1为本发明的采用的基于载波路双边带调制的4×4自零差检测模分复用(dsb-mdm-shd)系统结构示意图，其构成包括：1个中心频率为193.1thz(中心波长为1552.5nm)的dfb激光源模块，其线宽为1mhz，输出平均功率为3mw；2个56gb/spdm-qpsk信号发射机模块；一个1:3和一个1:2功率分束器模块；两个14ghz正弦信号源和两个马赫增德尔强度调制器(mz)模块，其驱动电流为0.8a，偏置电流为0a；一对模式复用器/解复用器模块，其模式选择灵敏度可以根据模式耦合矩阵进行控制，默认引入的耦合强度分别为-25db；两段长度可调的单模光纤(odls)；一个二阶高斯型光带通滤波器(obpf)模块，其带宽为10ghz；两个pdm-qpsk信号接收机模块；一个dsp数据信号处理模块。其中，少模光纤(fmf)的仿真参数为：lp01和lp11模间耦合强度为-34db/km，lp11a和lp11b之间的兼并模式耦合为-28db/km；少模光纤损耗为0.2db/km；lp01模的色度色散为20ps/nm/km，lp11模的色度色散为21ps/km/nm；lp01和lp11模式之间差分模时延(mdgd)为4ns/km。本发明是对自零差检测模分复用(mdm-shd)系统载波路的改进，以实现更好的传输性能。
一种自零差检测模分复用系统中载波路串扰的消除方法，具体步骤如下：
步骤s101：本发明实例采用4×4dsb-mdm-shd系统结构，传输信号采用两路56gb/spdm-qpsk信号，其传输频谱带宽为28ghz，所需载波路正弦信号ω0＝b/2为14ghz。
步骤s102：中心波长为1552.5nm的dfb激光源发射平均功率为3mw的激光束，光束经过1:3功率分束器被平均分为三束。图4-1为发射端光源经过分束器后载波路的频谱。其中一束光作为载波路，通过由正弦信号源驱动的马赫增德尔强度调制器来产生载波路的双边带导频光。图4-2为载波路dsb调制后的频谱图。
步骤s103：功率分束器的另外两束光作为信号路，分别通过2个56gbit/s的正交iq调制器产生两路pdm-qpsk信号。图2为pdm-iq发射机的结构示意图。它有一个prbs随机信号源、两个偏振分束器(pbs)、两个iq调制器组成。其中，iq调制器由两个马赫增德尔强度调制器(mz)和一个π/2相移器组成。发射机将prbs产生的长度为215-1随机信号进行qpsk映射，之后将qpsk信号调制到每个信号路激光束的x和y两个偏振态上，产生两路pdm-qpsk信号。
步骤s104：将载波路和两个信号路经由模式耦合器进少模光纤中的3个模式(lp01、lp11a和lp11b)及其相应的偏振模。其中lp01模承载载波路，lp11a和lp11b分别承载两个信号路。
步骤s105：经60km少模光纤传输后，在接收端使用模式解复用器(demux)对各模式进行分离。将分离后的lp11a和lp11b信号路经过两段odls光纤消除传输过程中lp11和lp01模式之间的差分模时延(依据少模光纤参数，经过60km传输后lp01和lp11模之间的dmgd为240ns)。图4-3为解复用后载波路的频谱图，其中包括双边带导频光和串扰的pdm-qpsk信号。
步骤s106：时延补偿后，将载波路送入一个马赫增德尔强度调制器(mz)模块，经由14ghz正弦信号进行下变频。图4-4为载波路下变频之后的频谱图。载波路双边带导频光经过下变频会在中心波长处再生出所需的导频光，并且保持导频光与串扰信号频率成分的正交。
步骤s107：下变频之后，载波路经过一个带宽为10ghz的二阶高斯型光带通滤波器(obpf)模块滤除载波路杂于的频率成分和带外ase噪声，保留载波路理想的导频光(pt)。
步骤s108：将滤波后的载波路导频光(pt)送入一个掺铒光纤放大器(edfa)放大、补偿功率的损耗，使其功率稳定在mw级。图4-5为滤波、放大后载波路导频光(pt)的频谱图。
步骤s109：将经过edfa放大后的载波路导频光(pt)送入一个1:2光分束器进行分束，分束后分别作为本振光(lo)与lp11a和lp11b信号路进入两个pdm-qpsk相干接收机进行相干检测。图3为pdm相干接收机的结构示意图。它由两个偏振分束器(pbs)、两个90度混频器、四个平衡探测器和四个低通滤波器(lpf)组成。接收机将接收到的lp11a和lp11b模式的光与经过分束的导频光(pt)一起送入90°混频器，经过混频之后的光信号通过平衡探测器(bpd)转换成电信号，再将电信号送入低通滤波器中，最后得到输出信号并送入dsp模块。
步骤s110：经过相干检测后，lp11ax、lp11ay、lp11bx和lp11by四路信号分别进入dsp信号处理模块，对信号进行采样、归一化、时钟同步，并使用色散补偿算法对光纤传输的色度色散(cd)进行补偿。使用4×4mimo-cma算法对信号做自适应均衡，消除lp11模内的串扰。之后对数据进行硬判决、qpsk解映射和误码率(ber)计算。
图5为不同osnr下，lp11ax、lp11ay、lp11bx和lp11by四路信号误码率(ber)变化曲线图。四个信道经过60km的传输后，在17db达到fec极限(实现无错误传输的最高的系统误码率，7％fec门限是3.8e-3)。
图6是osnr为20db情况下，不同耦合程度的模式复用器解复用(mux/demux)对lp11ax、lp11ay、lp11bx和lp11by四路信号传输性能的影响曲线图；图6还对比了相同条件下，mdm-shd系统和dsb-mdm-shd系统误码率的变化。从图6中可以看出，本发明提出的dsb-mdm-shd系统方案能够有效的降低系统的误码率，降低复用器/解复用器模式串扰的影响。
图7是osnr为20db情况下，不同传输距离对lp11ax、lp11ay、lp11bx和lp11by四路信号误码率的影响；图7也对比了不同传输距离下，mdm-shd系统和dsb-mdm-shd系统误码率的变化。从图7中可以看出，mdm-shd系统在传输60km时系统误码率就高于fec极限,而dsb-mdm-shd系统在传输90km时才到达fec极限。结果表明，dsb-mdm-shd系统具有更好的传输性能。
上述实例所述基4×4自零差检测模分复用系统是本领域所公知的，通过公知途径获得。
本发明中所用自零差检测、双边带调制、下变频等术语仅仅为了更方便描述和解释本发明，不可作为其附加限制。