用于I-Q解耦OFDM调制和解调的方法和装置与流程

本公开涉及正交频分复用(OFDM)调制和解调。

背景技术：

正交频分复用(OFDM)是由用于无线局域网(WLAN)的诸如LTE/LTE-A标准和IEEE 802.11标准等的各种现代通信系统所广泛采用的一种流行的数字调制方案。在OFDM中，可用射频(RF)频带被划分割成多个子载波(或者等同地，音调)，并且每个子载波以相同或不同的数字调制方案(诸如，多进制相移键控(MPSK)和正交幅度调制(QAM))独立调制。

为了生成基带OFDM符号，N个复符号的序列，S＝{Sk}，k＝0,1,…,N-1，作为输入而被处理，该序列是表示频域中的数据序列的复序列。对该复数频率序列执行离散傅里叶逆变换(IDFT)操作，以生成N个复符号的时域序列，s＝{sn}，n＝0,1,…,N-1。

sn的每个时域数是复数，并且可以被表示为sn＝an+jbn，其中an和bn都是实数，分别是sn的同相(I)和正交相位(Q)分量。

在由发射器和接收器执行的一系列处理和传播之后，sn的同相(I)和正交相位(Q)分量之间的比率在被接收到的用于解调的复数时间序列中可能发生改变，这通常被称为I-Q失衡。I-Q失衡主要由发射器中的上变频器和RF功率放大器以及接收器中的下变频器引入，原因在于同相和正交相位分支之间不平衡的增益。

先前解决I-Q失衡的工作通常集中在相关RF器件(诸如，RF功率放大器、上变频器以及下变频器)制造期间提高精确度。高精确度的RF器件更加昂贵，并且通过提升精确度而实现的I-Q失衡的最终改善是有限的。

期望改善OFDM系统来增加对I-Q失衡的鲁棒性。

技术实现要素：

根据本公开的一个方面，提供了一种用于正交频分复用(OFDM)调制的方法，该方法包括：将复数的频域序列分离成第一部分和第二部分，第二部分与第一部分不相交，第一部分和第二部分中的每一个包括频域序列的复数的相应一半，以及生成具有实同相分量和虚正交相位分量的时域序列，实同相分量仅是第一部分的函数，虚正交相位分量仅是第二部分的函数。

在另一方面中，生成时域序列包括：对频域序列进行预编码以生成经预编码频域序列，以及对经预编码频域序列执行离散傅里逆变换(IDFT)操作以生成时域序列。

在另一方面中，当以等于子载波空间的一半的频率偏移来执行IDFT操作时，对频域序列进行预编码包括：通过基于第一部分生成第一共轭对称序列来扩展第一部分，通过基于第二部分生成第二共轭对称序列来扩展第二部分，以及将第一共轭对称序列与第二共轭对称序列合并，第一共轭对称序列作为经预编码频域序列的实分量，第二共轭对称序列作为经预编码频域序列的虚分量。

在另一方面中，当在无频率偏移的情况下执行IDFT操作时，对频域序列进行预编码包括：通过以下来扩展第一部分：移除第一部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为第一部分的最后元素之后的新元素，以及基于除第一部分的第0个元素和新元素之外的第一部分的元素来生成第一共轭对称序列，通过以下来扩展第二部分：移除第二部分的第0个元素的第二虚部，将第二虚部包括为第二部分的元素之后的新元素，以及基于除第二部分的第0个元素和新元素之外的第二部分的元素来生成第二共轭对称序列，以及将第一共轭对称序列与第二共轭对称序列合并，第一共轭对称序列作为经预编码频域序列的实分量，第二共轭对称序列作为经预编码频域序列的虚分量。

在另一方面中，生成时域序列包括：基于第一部分生成实数的第一时间序列，基于第二部分生成实数的第二时间序列，以及将第一时间序列与第二时间序列合并，第一时间序列作为时域序列的同相分量，第二时间序列作为时域序列的正交相位分量。

在另一方面中，生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列包括：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分：生成第一部分和第二部分中的一个部分的共轭对称序列，对该共轭对称序列执行IDFT操作，并且其中以等于子载波之间的一半间隔的频率偏移来执行IDFT操作。

在另一方面中，生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列包括：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分以生成经扩展序列：将一个数目的连续零元素包括为第一部分和第二时间序列中的一个的最后元素，连续零元素的数目等于在扩展之前第一部分和第二部分中的一个部分的元素的数目；对经扩展序列执行IDFT操作以生成变换后的经扩展序列；以及从变换后的经扩展序列中移除虚部，并且其中以等于子载波之间的一半间隔的频率偏移来执行IDFT操作。

在另一方面中，生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列包括：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分：移除第一部分和第二部分中的一个部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为第一部分和第二部分中的一个部分的最后元素之后的新元素，以及基于除第0个元素和新元素之外的第一部分和第二部分中的一个部分的元素来生成第一共轭对称序列；对该共轭对称序列执行IDFT操作，并且其中是在无频率偏移的情况下执行IDFT操作。

在另一方面中，生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列包括：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分以生成经扩展序列：移除第一部分和第二部分中的一个部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为在第一部分和第二部分中的一个部分的最后元素之后的新元素，以及将一个数目的连续零元素包括为第一部分和第二时间序列中的一个的最后元素，以生成经扩展序列，连续零元素的数目等于在扩展之前第一部分和第二部分中的一个部分的元素数目减一；对经扩展序列执行IDFT操作以生成变换后的经扩展序列，其中在无频率偏移的情况下执行IDFT操作；从变换后的经扩展序列中移除虚分量。

在另一方面中，频域序列与多个用户相关联，该方法进一步包括：将频域序列的复数指派给子载波，使得一对对称子载波的两个子载波被指派给多个用户中的同一用户，并且对于被分配给多个用户中的一个用户的每对对称子载波，利用频域序列的第一复数来调制该对对称子载波中的一个子载波，并且利用第一复符号的共轭来调制该对对称子载波中的另一个子载波。

在另一方面中，指派复符号包括：利用与多个用户中的第一组用户相关联的第一组复数来生成时域序列的实分量，以及利用与多个用户中的第二组用户相关联的第二组复数来生成时域序列的虚分量，第二组包括未在第一组中的用户。

在另一方面中，指派复数包括：根据第一分配计划来将多个用户的复数指派给子载波，以用于生成时域序列的同相分量，以及根据不同于第一分配计划的第二分配计划来将多个用户的复数指派给子载波，以用于生成时域序列的正交相位分量。

根据本公开的另一方面，一种正交频分复用(OFDM)发射器包括：处理器，被配置为将复数频域序列分离成不重叠的第一部分和第二部分以及生成具有实同相分量和虚正交相位分量的时域序列，实同相分量仅是第一部分的函数，虚正交相位分量仅是第二部分的函数。

在另一方面中，OFDM发射器包括预编码器，被配置为通过以下来生成时域序列：对频域序列进行预编码，以生成经预编码频域序列，并且对经预编码频域序列执行离散傅里叶逆变换(IDFT)操作以生成时域序列。

在另一方面中，预编码器以等于子载波空间的一半的频率偏移来执行IDFT操作，预编码器被配置为：通过基于第一部分生成第一共轭对称序列来扩展第一部分，通过基于第二部分生成第二共轭对称序列来扩展第二部分，以及将第一共轭对称序列和第二共轭对称序列合并，第一共轭对称序列作为经预编码频域序列的实分量，第二共轭对称序列作为经预编码频域序列的虚分量。

在另一方面中，预编码器在无频率偏移的情况下执行IDFT操作，并且预编码器被配置为：通过以下来扩展第一部分：移除第一部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为第一部分的最后元素之后的新元素，以及基于除第一部分的第0个元素和新元素之外的第一部分的元素来生成第一共轭对称序列；通过以下来扩展第二部分：移除第二部分的第0个元素的第二虚部，将第二虚部包括为第二部分的元素之后的新元素，以及基于除第二部分的第0个元素和新元素之外的第二部分的元素来生成第二共轭对称序列；以及将第一共轭对称序列与第二共轭对称序列合并，第一共轭对称序列作为经预编码频域序列的实分量，第二共轭对称序列作为经预编码频域序列的虚分量。

在另一方面中，为了生成时域序列，处理器被配置为：基于第一部分生成实数的第一时间序列，基于第二部分生成实数的第二时间序列，以及将第一时间序列与第二时间序列合并，第一时间序列作为时域序列的同相分量，第二时间序列作为时域序列的正交相位分量。

在另一方面中，为了第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列，处理器被配置为，通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分：生成第一部分和第二部分中的一个部分的共轭对称序列；对共轭对称序列执行IDFT操作，并且其中以等于子载波之间的一半间隔的频率偏移来执行IDFT操作。

在另一方面中，其中为了生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列，处理器被配置为：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分：移除第一部分和第二部分中的一个部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为第一部分和第二部分中的一个部分的最后元素之后的新元素，以及基于除第0个元素和新元素之外的第一部分和第二部分中的一个部分的元素来生成第一共轭对称序列；对共轭对称序列执行IDFT操作，并且其中在无频率偏移的情况下执行IDFT操作。

在另一方面中，为了生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列，处理器被配置为：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分以生成经扩展序列：将一个数目的连续零元素包括为第一部分和第二时间序列中的一个的最后元素，连续零元素的数目等于在扩展之前第一部分和第二部分中的一个部分的元素数目；对经扩展序列执行IDFT操作以生成变换后的经扩展序列，以及从变换后的经扩展序列中移除虚部，并且其中以等于子载波之间的一半间隔的频率偏移来执行IDFT操作。

在另一方面中，为了生成第一时间序列和第二时间序列中的一个时间序列，处理器被配置为：通过以下来扩展第一部分和第二部分中的一个部分以生成经扩展序列：移除第一部分和第二部分中的一个部分的第0个元素的第一虚部，将第一虚部包括为第一部分和第二部分中的一个部分的最后元素之后的新元素，以及将一个数目的连续零元素包括为第一部分和第二时间序列中的一个的最后元素，以生成经扩展序列，连续零元素的数目等于在扩展之前第一部分和第二部分中的一个部分的元素数目减一；对经扩展序列执行IDFT操作以生成变换后的经扩展序列，其中在无频率偏移的情况下执行IDFT操作；以及从变换后的经扩展序列中移除虚分量。

在另一方面中，频域序列与多个用户相关联，并且处理器被进一步配置为：将频域序列的复数指派给子载波，使得一对对称子载波的两个子载波被指派给多个用户中的同一用户，以及对于被分配给多个用户中的一个用户的每对对称子载波，利用频域序列的第一复数来调制该对对称子载波中的一个子载波，并且利用第一复符号的共轭来调制该对对称子载波的另一子载波。

在另一方面中，指派复数包括：利用与多个用户的第一组用户相关联的第一组复数来生成时域序列的实分量，以及利用与多个用户的第二组用户相关联的第二组复数来生成时域序列的虚分量，第二组包括未在第一组中的用户。

在另一方面中，指派复数包括：根据第一分配计划来将多个用户的复数指派给子载波，以用于生成时域序列的同相分量，以及根据不同于第一分配计划的第二分配计划来将多个用户的复数指派给子载波，以用于生成时域序列的正交相位分量。

根据本公开的另一方面，提供了一种用于正交频分复用(OFDM)解调的方法，该方法包括：对时域序列执行离散傅里叶变换(DFT)以生成接收到的频域序列，将接收到的频域序列分离成第一频率序列和第二频率序列，对第一频率序列执行符号判定操作以生成判定符号的第一组，对第二频率序列执行符号判定操作以生成判定符号的第二组，以及顺序输出第一组和第二组的判定符号，使得输出的判定符号形成频域序列。

根据本公开的另一方面，提供了一种用于正交频分复用(OFDM)解调的方法，该方法包括：将时域序列分离成实部和虚部，实部获得同相分量，虚部获得正交相位分量；对同相分量和正交相位分量中的每一个，单独执行离散傅里叶变换(DFT)操作；对DFT操作的输出执行合并操作；以及对DFT操作的输出执行符号判定操作以生成判定符号；以及顺序输出判定符号，使得输出的判定符号形成频域序列。

在另一方面中，在分离时域序列之前，对时域序列执行离散傅里叶变换(DFT)操作以生成频域中的复序列，执行频域中的复序列的频率均衡，以生成经均衡的复序列，以及对经均衡的复序列执行离散傅里叶逆变换(IDFT)操作以生成经均衡的时域序列，并且其中分离时域序列包括分离经均衡的时域序列。

根据本公开的另一方面，一种正交频分复用(OFDM)接收器包括：天线，用于接收时域序列；处理器，耦合到天线并且被配置为：对时域序列执行离散傅里叶变换(DFT)以生成接收到的频域序列，将接收到的频域序列分离成第一频率序列和第二频率序列，对第一频率序列执行符号判定操作以生成判定符号的第一组，对第二频率序列执行符号判定操作以生成判定符号的第二组，以及顺序输出第一组和第二组的判定符号，使得输出的判定符号形成频域序列。

根据本公开的另一方面，一种正交频分复用(OFDM)接收器包括：天线，用于接收时域序列；处理器，耦合到天线并且被配置为，将时域序列分离成实部和虚部，实部获得同相分量，虚部获得正交相位分量；对同相分量和正交相位分量中的每一个，单独执行离散傅里叶变换(DFT)操作；对DFT操作的输出执行合并操作；以及对DFT操作的输出执行符号判定操作以生成判定符号；以及顺序输出判定符号，使得输出的判定符号形成频域序列。

在另一方面中，处理器被配置为：在分离时域序列之前，对时域序列执行离散傅里叶变换(DFT)操作以生成频域中的复序列，执行频域中的复序列的频率均衡，以生成经均衡的复序列，以及对经均衡的复序列执行离散傅里叶逆变换(IDFT)操作以生成经均衡的时域序列，并且其中分离时域序列包括分离经均衡的时域序列。

附图说明

以下附图阐述了实施例，其中相同的标记表示相同的部分。在附图中通过示例而非限制性的方式示出了实施例。

图1是用于执行传统OFDM调制的发射器的示意图。

图2是用于执行传统OFDM解调的接收器的示意图。

图3是示出了根据一个实施例的用于执行DC-OFDM调制的方法的流程图。

图4是示出了根据一个实施例的用于生成时域序列的方法的流程图。

图5是根据一个实施例的用于执行图4中所示DC-OFDM调制方法的发射器的示意图。

图6A是根据一个实施例的用于图5所示发射器的实OFDM时间序列生成器的示意图。

图6B是根据另一实施例的用于图5所示发射器的实OFDM时间序列生成器的示意图。

图7A是根据另一实施例的用于图5所示发射器的实OFDM时间序列生成器的示意图。

图7B是根据另一实施例的用于图5所示发射器的实OFDM时间序列生成器的示意图。

图8是示出了根据另一实施例的用于生成时域序列的方法的流程图。

图9是根据一个实施例的用于执行图8所示的DC-OFDM调制的方法的发射器的示意图。

图10A是根据一个实施例的用于图9所示的发射器的预编码器的示意图。

图10B是根据另一实施例的用于图9所示的发射器的预编码器的示意图。

图11是示例功率谱DC-OFDM调制；

图12是根据一个实施例的示出用于执行DC-OFDM解调的方法的流程图。

图13是根据一个实施例的用于执行图12所示DC-OFDM解调的方法的接收器的示意图。

图14是根据另一实施例用于执行DC-OFDM解调的方法的流程图。

图15是根据一个实施例的用于执行图14所示DC-OFDM解调的方法的接收器的示意图。

图16是根据一个实施例的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。

图17是根据另一实施例的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。

图18是根据另一实施例的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。

图19是根据另一实施例的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。

图20是根据另一实施例的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。

图21是示出I-Q失衡的多用户DC-OFDM调制中的示例功率谱。以及

图22是OFDM接收器和DC-OFDM接收器中的经恢复频域序列的示例图。

具体实施方式

下文描述了用于正交频分复用(OFDM)调制和解调的方法和装置，本文中称之为I-Q解耦OFDM(DC-OFDM)。与传统OFDM调制方案相比，DC-OFDM对I-Q失衡损伤更具鲁棒性。另外，DC-OFDM在不降低吞吐量的情况下提升了频率选择性衰落信道中的可靠性。

为了说明的简单和清楚，附图标记可能在附图中重复，以指示对应或者类似元素。许多细节被阐述用于提供对本文所述示例的理解。可以在没有这些细节的情况下实践示例。在其他实例中，没有详细描述已知的方法、程序和组件以避免模糊所描述的示例。这样的描述不应被视为限制本文所述的示例的范围。

现在参考图1，其示出了用于对将要发射的数据比特流102进行传统OFDM调制的发射器100的示意图。通过比特到符号映射器104对比特流102执行比特到符号的操作，这输出数据符号106。输出的数据符号106与可选的导频符号108一起被输入到串并转换器110，以形成具有复数元素的频域序列112，S＝{Sk}，k＝0,1,…,N-1。

在实践中，可以预留少量的载波或音调，以便传输可选的导频符号108。导频符号108是预定的并且是接收器已知的，并且导频符号108由接收器用于估计信道特性。在本文中，术语“载波”和“音调”是等同的并且可互换使用。

对于具有N个子载波的OFDM调制，频域序列112是N个复符号的序列，这些符号是表示比特流数据序列102的复数。比特流数据序列102可以与单个用户相关联，这被称为单用户OFDM。备选地，比特流数据序列102可以与多于一个用户相关联，这被称为多用户OFDM(MU OFDM)。

为了生成基带OFDM符号，频域序列通过离散傅里叶逆变换(IDFT)而被转换成复符号的时域序列116，s＝{sn},n＝0,1,…,N-1。IDFT操作可以由以下公式给出：

在图1所示的发射器中，由IDFT 114表示IDFT操作，IDFT 114输出时域序列116。

在公式(1)中，Sk指示信号幅度，并且第k个子载波的相位在频率fk＝k/NT Hz处，其中T代表除循环前缀(CP)之外的符号间隔。在用CP序列填充之后的时域序列{sn}被输入到并串转换器118、由数模转换器120转换成模拟信号、由上变频器122上变频到具有载波频率fc的RF频带并且在经由天线126发射之前由功率放大器124进行放大。

现在参考图2，示出了用于传统OFDM解调的接收器200的示意图。OFDM调制信号例如可以由图1所示的发射器100生成和发射。接收器200经由天线202接收信号，并且通常执行与发射器100所执行的操作的逆操作，以便恢复原始比特流数据。例如，接收器200可以包括RF前端204，对接收信号执行从RF频带到基带的下变频操作。接收器200可以包括下变频器206和模数转换器208，以将接收信号转换成离散时域序列210，{sn}。对应于公式(1)，然后通过由DFT212表示的离散傅里叶变换(DFT)操作，从时域序列210{sn}中恢复出频域序列213，{Sk}。DFT操作可以由以下公式给出：

在实践中，接收信号通常包括由于信道的非理想特性而引起的失真。如果信道状态信息(CSI)可用于均衡器214，则这种失真可以在接收器200中由对频域序列213执行均衡(EQ)操作的均衡器214来(至少部分地)移除。为了执行EQ操作，接收到的导频符号(这些符号由发射器100可选地添加的，例如由图1所示的发射器100可选地添加的导频符号108)由信道估计其216使用以执行信道估计(CE)操作。CE将所估计的CSI提供给均衡器214。然后，所估计的CSI可以被均衡器214使用以降低(在一些情况下，移除)失真。

在均衡器214可选地降低或者移除失真之后，符号判定器218执行符号判定。在符号判定操作中，通过将符号值与发射器中由子载波所使用的信号星座图相比较，来检测或者判定由每个子载波承载的符号。符号判定器218判定星座的哪个符号最有可能被传输。然后，由符号判定器219输出的判定符号219可以由并串转换器220顺序输出，并且由符号到比特解映射器220顺序解映射，以生成比特流224。

公式(1)和(2)形成了在{Sk}和{sn}之间的一对DFT-IDFT。备选地，一对DFT-IDFT可以被定义有子载波空间的一半(即1/2NT Hz)的频率偏移。包括这样的频率偏移，公式(1)和(2)变成：

并且

为方便起见，对于(1)-(2)和(3)-(4)的两种情况，下文中针对DFT-IDFT对，使用以下统一公式：

并且

其中δ可以是0，使得公式(5)和(6)等同于公式(1)和(2)，或者δ可以是0.5，使得公式(5)和(6)等同于公式(3)和(4)。在OFDM中可以使用具有任一δ值的DFT-IDFT对

在任一种情况下，sn的每个时域数是复数，并且可以被表示为：

sn＝an+jbn (7)

其中an和bn是实数，并且分别地，an是时域序列的同相分量，bn是时域序列的正交相位分量。

在传统OFDM中，时域信号的同相分量和正交相位分量由相同的频域数据序列{Sk}来确定，如公式(5)中所示，并且这两种分量彼此紧密相关。

如上文所述，在MU OFDM中，OFDM调制被用于多个用户，使得子载波被分配给不同的用户，使得与不同用户相关联的数据被同时发射。MU OFDM可以被用于各种通信标准中的上行链路(UL)和下行链路(DL)传输两者。

稍微改动的OFDM方案(称为双子载波OFDM调制(DSC-OFDM))被IEEE802.11ad规范和IEEE 802.11ax任务组(TGax)采用作为可选的调制方案。而在常规OFDM中，每个音调由独立数据调制，在DSC-OFDM中，两个音调分别由数据和它的共轭来调制。换言之，每个数据的信息由DSC-OFDM中的两个音调承载和发射。这提升了传输可靠性，尤其是在频率选择性衰落信道中的传输可靠性，代价是DSC-OFDM中引入的冗余将数据速率降低一半，这是可靠性和频谱效率之间的权衡。

伴随传统OFDM调制的问题在于：在一系列处理和传播之后，当信号被由接收器接收并且被下变频成基带时间序列时，sn的I分量和Q分量之间的比率不可避免地会发生改变，导致被称为“I-Q失衡”的现象。

在实践中，I-Q失衡(I-QI)例如可能由发射器100中的上变频器122和RF功率放大器124以及接收器200中的下变频器206引入，原因在于同相分支与正交相位分支之间不平衡的增益。

从接收器中恢复出的时间序列可以被表示为：

其中和是实数，并且可以以以下形式表示

以及

其中α和β是实数。

将(9)-(10)带入(8)得到

其中x*指x的复共轭。在无I-Q失衡发生的理想情况下，β＝0。否则，当|β|>0时，I-Q失衡发生。

为了示出I-Q失衡对OFDM的影响，对公式(11)施加DFT操作，得到：

其中在公式(12)的右手侧，第一项是期望的数据序列，即Sk，而第二项是干扰项。它可以被表示为：

的下标N-k-2δ遵循模N运算的规则。例如，δ＝0并且k＝0时，N-k-2δ＝N模N＝0，因为频率轴在数字信号处理器循环重复。

因此，是具有逆序的{Sk}的共轭序列。换言之，是承载数据信息的频域序列{Sk}的镜像，并且因此经常被称为“镜像泄露”。镜像泄露可以根据被称为“镜像泄露率”(ILR)的参数来量化，其中：

ILR＝20log10|β/α|(dB) (14)

在的示例中，可以被写成因此，α＝1.0，β＝0.1。根据公式(14)，ILR＝20log10|0.1/1.0|＝-20dB。

在N＝8的示例中，下面的表1列出了针对δ＝0和δ＝0.5的(N-k-2δ)的值。如表1所示，对于δ＝0.5，S0、S1、…、S7分别受S7*、S6*、…、S0*的干扰。另一方面，对于δ＝0时，S0和S4分别受S0*、S4*的干扰，而S1、S2、S3、S5、S6和S7分别受S7*、S6*、S5*、S3*、S2*和S1*的干扰。

示出N-k-2δ的值(针对N＝8)的表1：

如公式(12)所示，当在传统OFDM系统中发生I-Q失衡时，由接收器恢复的频域序列元素(例如，接收器200中的频域序列213)，是期望的数据序列和它的镜像序列的线性合并。

此外，在传统OFDM系统中，时域序列的同相分量和正交相位分量是紧密耦合的。也就是说，由于例如I-Q失衡导致的同相分量或者正交相位分量中的任何一个的任何变化将会导致恢复出的频域序列的元素中的失真。

当出现I-Q失衡时，可以通过将(13)带入(12)来示出I-Q失衡对OFDM的影响，恢复出的频域序列元素变成：

在传统OFDM中，(对于δ＝0)和(对于δ＝0)是干扰项，这两个干扰项对承载数据信息的频域序列元素Sk的接收产生干扰。这种干扰降低了OFDM系统的差错率性能。

此外，I-Q失衡可能影响MU OFDM系统中的性能，在MU OFDM系统中，不同的用户可以占用由接收器处理的OFDM子载波的不同子集。例如，在MU OFDM中，一个用户的信号可能由于I-Q失衡而导致对另一用户占用的子载波造成干扰，产生所谓的用户间干扰。

在实践中，由于同相和正交相位分支之间的不平衡的增益，I-Q失衡主要由发射器中的上变频器和RF功率放大器以及接收器中的下变频器引入。减少I-Q失衡的影响的大多数工作集中在相关RF器件制造期间提高精确度。高精确度的RF器件更加昂贵，并且这种解决方案对I-Q失衡的改善是有限的。

与先前降低I-Q失衡的尝试相比，本文公开了用于执行OFDM调制的方法和装置，其中时域信号的同相和正交相位分量被解耦，本文称之为DC-OFDM。同相分量和正交分量的解耦是由于：根据频域序列的独立部分来生成时域序列的同相分量和正交分量中的每一个。

对时域序列的同相分量和正交分量进行解耦可以被用于降低I-Q失衡的原因可以通过考虑以下情况而能够理解：将用于调制第(N-k-2δ)个子载波的复数SN-k-2δ设置为:

这可以被重新写成：

通过将公式(16b)带入公式(15)，得出：

因此，公式(17)表示：接收到的频域序列的元素是简单通过因子(α+β)按比例缩放的原始频域序列元素Sk。可以通过对接收到的频域序列进行反比例来移除比例缩放，以恢复原始频域序列。

公式(16a)中阐述的情况意味着：当原始频域序列{Sk}具有关于序列中心的共轭对称性时，接收到的频域序列与原始频域序列{Sk}之间存在比例关系。注意，使用诸如DFT/IDFT的离散信号处理，频域序列以及时域序列是周期循环的。因此，关于序列的中心(或者中间)对称等同于围绕第一个元素(即，k＝0)对称。

因此，考虑δ＝0.5的情况，公式(16)变成：

例如，当N＝8时，序列X1＝[1+j,-1-j,-1+j,1+j,1-j,-1-j,-1+j,1-j]在δ＝0.5情况下具有满足公式(18)的共轭对称性。

考虑δ＝0的情况，公式(16)变成：

以及

其中公式(19a)和(19b)意味着S0和SN/2两者应该都是实数。

例如，序列X2＝[2,-1-j,1+j,-1+j,-2,-1-j,1-j,-1+j]在δ＝0情况下具有满足公式(19c)的共轭对称性。

然而，在序列X1中，最后四个数是开始四个数的共轭。因此，当X1被应用到八个子载波时，只有四个音调被独立调制。因此，因为只有一半音调可以被独立调制，基于上文，吞吐量将被降低一半。

然而，傅里叶变换的特性是：满足公式(16)的序列的IDFT是实序列。例如，在N＝8并且δ＝0的情况下，上文示例的X2的IDFT产生一个实序列：

x2＝IDFT{X2}＝[-0.25 0.25 0.25 0.75 0.75 0.25 -0.75 0.75]

因此，为了在解决I-Q失衡的同时保持传统OFDM调制提供的吞吐量，频域序列{Sk}可以被分为两个不相交的部分，每个部分包括频域序列的一半数或者元素。然后，每个部分被扩展以形成满足公式(16)的共轭对称的N点序列。基于这两个N点序列，可以生成两个实数时间序列，并且将这两个实数时间序列用作时域信号的解耦的同相和正交相位分量。时域信号承载全部N个信息数据的信息。

有效地，在DC-OFDM中，被包括在频域序列的一半信息数据被用于生成时域序列的同相分量，而被包括在频域序列的另一半信息数据被用于生成正交相位分量。由此，时序序列的同相或者正交相位分量中的一者或者两者的变化导致频域中期望信号的缩放而不是失真。

此外，因为两个音调分别由数据及其共轭进行调制，所提出的DC-OFDM还提供了与DSC-OFDM类似的频率分集增益，但是不会降低传统OFDM的吞吐容量。

参考图3，示出了用于基于输入频域序列{Sk}生成具有解耦的同相和正交相位分量的时域序列sn的方法的流程图。该方法例如可以由处理器执行的软件、或者由硬件、或者由软件与硬件的组合来执行。

在302，输入频域序列{Sk}被分割成彼此不相交的第一部分Sk1和第二部分Sk2。第一部分Sk1和第二部分Sk2中的每一个包括输入频域序列{Sk}的元素的一半。在304，生成具有实分量和虚分量的时域序列，实分量即是同相分量并且仅是第一部分Sk1的函数，虚分量即是正交相位分量并且仅是第二部分Sk2的函数。

在图3中所述方法中的304处生成时域序列可以以若干不同的方法来执行。

生成时域序列的第一种方法是通过：使用第一部分Sk1和第二部分Sk2来独立生成两个实数时间序列，并且分别将这两个时间序列用为实分量和虚分量，以形成复时域序列。以下参考图4、图5、图6A、图6B、图7A和图7B来更详细描述第一种方法。

生成时域序列的第二种方法是通过：在执行IDFT操作之前对频域序列执行预编码操作，使得所得复时域序列具有解耦的同相和正交相位分量。以下参考图8、图9、图10A和图10B来更详细描述第二种方法。

图4示出了一个流程图，该流程图示用于生成时域序列的第一种方法。该方法例如可以由处理器执行的软件、或者由硬件、或者由软件与硬件的组合来执行。

在402，基于第一部分Sk1生成OFDM符号的第一实时间序列。在404，基于第二部分Sk2生成OFDM符号的第二实时间序列。在406，使用第一时间序列作为实分量(即，同相分量)并且使用第二时间序列作为虚分量(即，正交相位分量)，来生成复时间序列sn。

现在参考图5，示出了用于根据图4所示方法执行DC-OFDM调制的发射器500的示意图。类似于数据符号106和导频符号108被输入到图1所示发射器100的串并转换器110，数据符号502与可选的导频符号504一起被输入到串并转换器506。

由串并转换器504输出的频域序列被分割成第一部分508和第二部分510。第一部分508和第二部分510不相交，其中第一部分508和第二部分510中的每一个包括频域序列的符号的一半。尽管图5所示的示例发射器500示出了：以频域序列的顺序的第一半符号部分形成第一部分508，并且按顺序的第二半符号部分形成第二部分510；但是可以以任何方式(该任何方式提供相互不相交的部分，并且每部分包括频域序列的一半符号)，将符号分配给第一部分508和第二部分510。

第一部分508被输入到第一实OFDM时域序列生成器512，以基于第一部分508生成实数的第一时间序列514。类似地，第二部分510被输入到分离的第二实OFDM时域序列生成器516，以生成实数的第二时间序列518。因为第一时间序列514和第二时间序列516是基于频域序列的独立部分被单独地生成，所以第一时间序列与第二时间序列彼此之间是解耦的。

将第一时间序列514与第二时间序列518合并，第一时间序列514作为实分量，第二时间序列518作为虚分量。为了实现这一点，第二时间序列518通过乘法器520被乘以虚数单位j，并且通过加法器522与第一时间序列514相加，以形成复时域序列524。

然后，时域序列524在经由天线532被发射之前，可以被输入到数模转换器526、上变频器528以及功率放大器530。数模转换器526、上变频器528以及功率放大器530可以基本上类似于图1中所示的发射器100的数模转换器120、上变频器122以及功率放大器。

图6A和图6B示出了用于实OFDM时间序列生成器的可行方案的两个示例的示意图，其中实OFDM时间序列生成器适用于提供在δ＝0.5情况下(即，当以等于子载波空间的一半的频率偏移执行IDFT操作时)图5中所示的第一和第二实OFDM时间序列生成器512、514中的一个或两者。

图6A中所示的实OFDM时间序列生成器600接收输入部分602，输入部分602是第一部分508或者第二部分510中的一个部分。共轭器604扩展输入部分602以生成输入部分602的共轭对称序列606。对共轭对称序列606执行IDFT操作(由IDFT 608表示)，以生成实数的时间序列610。用CP序列填充之后的时间序列610被输入到并串转换器612。因此，在图6A所示的方案中，包括数据符号和导频符号的N/2个符号被直接用于调制IDFT操作的前N/2个音调，而另外N/2个音调如公式(18)所指示的，被设置为其他音调的共轭对称。

在图6B中所示的实OFDM时间序列生成器620也接收输入部分622，输入部分622是第一部分508或者第二部分510中的一个部分。通过将零元素序列添加到输入部分622的尾部来扩展输入部分622，以生成经经扩展序列624。

尽管在δ＝0.5的情况下连续零元素也可以被包括为经扩展序列624的头几个元素、而不是如图6B所示在扩展序列的尾部，这个备选方案导致为了解调时域序列而增加接收器处的复杂度。因此，在实践中，期望在经扩展序列624的尾部添加零序列作为连续零元素，即，形成经扩展序列624的后半部分，如图6B中的示例所示。

对经扩展序列624执行IDFT操作(由IDFT 626表示)，并且IDFT的结果的实部(由块表示)被分离，以生成实数的时间序列628。在用CP序列填充之后的时间序列628被输入到并串转换器630。因此，在图6B所示的方案中，第一或者第二部分的后N/2个音调被设置为零，使得{Sk}序列形成单边带(SSB)信号。此外，仅IDFT操作输出的实部被用作时间序列{sn}。

图6B示出了由乘法器632执行的因子为2的可选缩放。执行该缩放以便对于给定的输入部分，使得实OFDM时间序列生成器620的输出等于图6A所示的实OFDM时间序列生成器600的输出。然而，这种缩放可以省略，在这种情况下，接收器可能需要被配置为在信号被接收时对信号进行解调的时候考虑这个二倍缩放的因子。

在发射器500中所示的第一和第二实OFDM时间序列生成器512、514可以是相同的，例如，两者可以是图6A中所示的实OFDM时间序列生成器600。备选地，在发射器500中所示的第一和第二实OFDM时间序列生成器512、514可以不同。例如，第一实OFDM时间序列生成器512可以是在图6A中所示的实OFDM时间序列生成器600，第二实OFDM时间序列生成器514可以是在图6B中所示的实OFDM时间序列生成器620。

图7A和图7B示出了用于实OFDM时间序列生成器的可行方案的两个示例的示意图，其中实OFDM时间序列生成器适用于在δ＝0情况下(即，在无频率偏移情况下执行IDFT操作时)提供图5中所示的第一和第二实OFDM时间序列生成器512、514中的一者或两者。

图7A所示的实OFDM时间序列生成器接收输入部分702，输入部分702是第一部分508或者第二部分510中的一个部分。通过以下来扩展输入部分702以生成共轭对称序列704：首先将第0个符号的实部和虚部分离(由块706和708表示)，将实部包括为共轭对称序列704的第0个符号并且将虚部包括为输入部分702尾部的新符号，即该符号紧随着输入部分702的最后符号。用于形成扩展序列704的其余符号由共轭器710生成，包括对共轭对称序列704的其余符号进行共轭对称，如公式(19c)所示。类似于图6A中所示的实OFDM时间序列生成器600，对共轭对称序列704执行IDFT操作(由IDFT712表示)，以生成实数的时间序列714。在用CP序列填充之后的时间序列714被输入到并串转换器716。

因此，在图7A所示的方案中，第一符号的实部和虚部被分别用作S0和SN/2，并且最后N/2-1个音调被设置为其他音调的对称共轭，如公式(19c)所示。

在图7B所示的实OFDM时间序列生成器720中，通过以下来扩展输入部分722以生成扩展序列724：首先将第0个符号的实部和虚部分离(由块726和728表示)，将实部包括为扩展序列724的第0个符号，并且将虚部包括为输入部分722尾部的新符号，即该符号紧随着输入部分722的最后符号。零序列被包括在新元素之后以生成扩展序列724的其余符号。类似于图6B中所示的实OFDM时间序列生成器620，对共轭对称序列724执行IDFT操作(由IDFT 730表示)，以生成实数的时间序列734。在用CP序列填充后的时间序列714被输入到并串转换器736。

因此，在图7B所示的方案中，最后N/2-1个音调被设置为零，使得{Sk}序列定义SSB信号。最后，仅IDFT输出的实部被用作时间序列{sn}。

实OFDM时间序列生成器720还包括由第一乘法器738对输入部分722的第0个符号的可选的1/2缩放，随后在并串转换器736输出之后由乘法器740进行两倍因子的可选缩放。包括这些可选的缩放因子，使得对于给定的输入部分，实OFDM时间序列生成器720的输出等于图7A中实OFDM时间序列生成器700的输出。然而，这种缩放可以被省略，在这种情况下，接收器可能需要在解调接收信号时考虑这种缩放。

类似于关于图6A和6B的以上描述，可以利用实OFDM时间序列生成器700和720的任何合并来提供图5中所示的发射器500中的实OFDM时间序列生成器512和514。

注意，在图6A和图7A中，除包括导频符号之外，N/2个输入符号可能来自或者被发送给单个用户或者多个不同的用户。在任何情况下，图6A和图7A中施加到IDFT操作的序列{Sk}必须具有如公式(18)和(19)所示的共轭对称性。

现在参考图8，示出了一个流程图，该流程图示出了用于生成具有解耦的同相和正交相位分量的时域序列的第二种方法。该方法例如可以由处理器执行的软件、或者由硬件、或者由软件与硬件的组合来执行。

在802，对频域序列执行预编码操作。在802执行的预编码操作被设计为使得得到的复OFDM信号(由常规IDFT操作生成的)具有期望的I-Q解耦属性，预编码操作在下文更详细讨论。在804，对经预编码频域序列执行IDFT操作，以生成具有解耦的同相和正交相位分量的时域序列。

图9示出了用于执行图8中所示方法的发射器900的示意图。该发射器包括预编码器902，输入序列904在预编码器902中被预编码以生成经预编码序列906。由生成器预编码的经预编码序列906使得，当经预编码序列906输入到标准OFDM信号生成器908时，输出的时域序列910包括解耦的同相和正交相位分量。然后，时域序列910经由天线912被发射。标准OFDM信号生成器908例如可以包括图1所示发射器100的IDFT 114、串并转换器118、数模转换器120、上变频器122以及功率放大器124。

预编码基于DFT-IDFT操作的线性属性，使得并非是由上文所述发射器500执行两个实OFDM序列的求和，而是可以备选地在IDFT操作执行之前执行求和，使得所生成的时域序列展现出解耦的同相和正交相位分量。在执行IDFT之前的这种求和在本文中被称为预编码。

因此，在图9的发射器900与传统OFDM发射器(诸如图1的传统OFDM发射器100)之间仅有的不同是发射器900包括了嵌入在执行IDFT操作之前的预编码器902。因此，在实践中，普通OFDM发射器，诸如发射器100，可以容易地通过简单地在执行IDFT操作之前插入预编码器902而被更新或切换成DC-OFDM发射器。

图10A示出了用于δ＝0.5情况下(即，当以等于子载波空间的一半的频率偏移执行IDFT操作时)的预编码器1000。复符号的输入序列1002被分离成第一部分1004和第二部分1006。输入部分1002例如可以与图1的发射器100中所示串并转换器110的输出相同。第一部分1004被扩展器1005扩展以形成相应的第一对称共轭序列1008，第二部分1006被第二扩展器1009单独地扩展以形成第二对称共轭序列1010。用于生成对称共轭序列的过程与上文参考图6A的描述相同，因此这里不再进一步描述。第二对称共轭序列1010由乘法器1012乘以虚数单位j，并且由加法器1014与第一对称共轭序列1008合并，以形成经预编码频域序列1016。

由预编码器1000输出的预编码频域序列1016的元素Sk由以下给出：

图10B示出了用于δ＝0情况下(即在无频率偏移情况下执行IDFT操作时)的预编码器1020的示意图。复符号的输入序列1022被分离成第一部分1024和第二部分1026。类似于之前所述的输入序列1002，输入序列1022例如可以与图1中发射器100中的串并转换器110的输出相同。分别扩展第一部分1024和第二部分1026以形成相应的第一扩展序列1028和第二扩展序列1030。

生成第一扩展序列1028的过程通过以下来执行：将第一部分1024的第0个元素分离成实分量和虚分量(由实块1032和虚块1034表示)，并且类似于上文参考图1公开的实OFDM时间生成器700执行的扩展，通过共轭器1036确定其他元素的共轭。类似地，生成第二扩展序列1030的过程通过以下来执行：将第二部分1026的第0个元素分离成实分量和虚分量(由实块1038和虚块1040表示)，以及通过共轭器1042确定其他元素的共轭。

第二扩展序列1030由乘法器1044乘以虚数单位j并且由加法器1046与第一扩展序列1008合并，以形成经预编码频域序列1048。由预编码器1020输出的经预编码频域序列1048的元素Sk由以下给出：

如说明性示例，在图11中示出了所生成的具有八个子载波的DC-OFDM信号的实分量和虚分量的功率谱，其中(a)是δ＝0.5的情况，而(b)是δ＝0的情况。对于两个分量中的每一个，频谱是关于中心对称的，并且对称音调由复符号和它的共轭来调制。注意，由复符号和它的共轭调制音调的条件适用于包括导频音调的全部子载波。

为了说明上述生成DC-OFDM时域序列的方法，考虑以下16-QAM的八点数据序列的频域序列：

S＝[3-3j，-3-j，3-3j，3-3j，-1-3j，3+3j，-3-j，-1-j]。

如上所述，我们首先将S分离成两个不重叠的部分，其可以由例如下式给出：

S1＝[3-3j，-3-j，3-3j，3-3j]，

和

S2＝[-1-3j，3+3j，-3-j，-1-j]。

在此示例中，第一部分S1包括前四个数，即，频域序列S的第一半部分，并且及第二部分S2包括后四个数，即频域序列S的第二半部分。然而，如上所述，频域序列S的数可以以任何方式在第一部分S1和第二部分S2之间进行分离，只要第一部分S1和第二部分S2中的每一个包括频域序列S的数的一半并且不重叠或者相交。

在示例中，由图6A中所示的实OFDM时间序列生成器600执行DC-OFDM调制。如上所述，第一部分S1和第二部分S2被扩展以生成第一个八点共轭对称序列S′1和第二个八点共轭对称序列S′2，对于此示例的第一部分S1和第二部分S2，共轭对称序列是

S′1＝[3-3j，-3-j，3-3j，3-3j，3+3j，3+3j，-3+j，3+3j]

和

S′2＝[-1-3j，3+3j，-3-j，-1-j，-1+j，-3+j，3-3j，-1+3j]。

接下来，对每个共轭对称序列S′1和S′2分别执行δ＝0.5的IDFT操作，以输出两个八点时间序列(分别表示为s1和s2)。通过s＝s1+js2来形成最终的复时域序列。

在另一示例中，由图6B所示的实OFDM时间序列生成器620来执行DC-OFDM调制。第一部分S1和第二部分S2被包括四个零的序列填充到第一部分S1和第二部分S2中每一个的尾部，以生成相应的扩展序列S′1和S′2。换言之，四个连续的零被附加作为末尾的四个元素，使得

并且

S′2＝[-1-3j，3+3j，-3-j，-1-j，0，0，0，0]。

接下来，对每个经扩展序列S′1和S′2分别执行δ＝0.5的IDFT操作，以输出两个复数的八点时间序列，其中它们的实分量被分别表示为s1和s2。使用两个时间序列来形成最终的复时间序列，使得s＝s1+js2。

在另一示例中，由图7A所示的实OFDM时间序列生成器700来执行DC-OFDM调制。对于第一部分S1和第二部分S2中的每一个，首先，第零个元素的虚部被移除并且被包括在序列的尾部作为新的元素，即：

S1＝[3，-3-j，3-3j，3-3j，-3]

和

S2＝[-1，3+3j，-3-j，-1-j，-3]。

接下来，基于其余元素(即，除第零个元素和新元素之外的元素)，扩展第一部分S1和第二部分S2中的每一个，以生成相应的第一和第二共轭对称序列S′1和S′2。第一和第二共轭对称序列S′1和S′2是：

S′1＝[3，-3-j，3-3j，3-3j，-3，3+3j，3+3j，-3+j]

并且

S′2＝[-1，3+3j，-3-j，-1-j，-3，-1+j，-3+j，3-3j]。

对每个经扩展序列S′1和S′2分别执行δ＝0.5的8点IDFT操作，以输出两个八点的时间序列，被分别表示为s1和s2。使用两个时间序列来形成复时域序列s，使得s＝s1+js2。

在另一实施例中，由图7B所示的实OFDM时间序列生成器720执行DC-OFDM调制。对于第一部分S1和第二部分S2中的每一个，首先，第零个元素的虚部被移除并且被包括在序列的尾部作为新的元素，即：

S1＝[3/2，-3-j，3-3j，3-3j，-3/2]

并且

S2＝[-1/2，3+3j，-3-j，-1-j，-3/2]

在此示例中，由因子1/2对第零个元素进行缩放，但是如上所述，该缩放是可选的。接下来，通过将三个零的序列包括在第一部分S1和第二部分S2中每一个的尾部来填充第一部分S1和第二部分S2，以生成相应的扩展序列S′1和S′2。换言之，加入三个连续的零作为新元素之后的最后三个元素，使得：

S′1＝[3/2，-3-j，3-3j，3-3j，-3/2，0，0，0]

并且

S′2＝[-1/2，3+3j，-3-j，-1-j，-3/2，0，0，0]。

对每个经扩展序列S′1和S′2分别执行δ＝0.5的8点IDFT操作，以输出两个八点的时间序列，被分别表示为s1和s2。使用两个时间序列来形成复时域序列s，使得s＝s1+js2。

在另一示例中，由图10A所示的预编码器1000来执行DC-OFDM调制。扩展第一部分S1和第二部分S2中每一个，以生成如下所述的第一个八点共轭对称序列S′1和第二个八点共轭对称序列S′2：

S′1＝[3-3j，-3-j，3-3j，3-3j，3+3j，3+3j，-3+j，3+3j]

和

S′2＝[-1-3j，3+3j，-3-j，-1-j，-1+j，-3+j，3-3j，-1+3j]

接下来，通过S＝S′1+jS′2形成复数的预编码频域序列。然后对预编码频域序列S执行δ＝0.5的8点IDFT操作，以获得具有解耦的同相和正交相位分量的时域序列s≡IDFT(S)。

在另一示例中，由图10B所示预编码器1020执行DC-OFDM调制。对于第一部分S1和第二部分S2中的每一个，首先，第零个元素的虚部被移除并且被包括在序列的尾部作为新的元素，即：

S1＝[3，-3-j，3-3j，3-3j，-3]

以及

S2＝[-1，3+3j，-3-j，-1-j，-3]

接下来，基于其余元素(即，除第零个元素和新元素之外的元素)，扩展第一部分S1和第二部分S2中的每一个，以生成相应的第一和第二共轭对称序列S′1和S′2。第一和第二共轭对称序列S′1和S′2是：

S′1＝[3，-3-j，3-3j，3-3j，-3，3+3j，3+3j，-3+j]

和

S′2＝[-1，3+3j，-3-j，-1-j，-3，-1+j，-3+j，3-3j]。

利用第一和第二共轭对称序列S′1和S′2来形成经预编码频域序列S，使得S＝S′1+jS′2。然后对预编码频域序列S执行δ＝0的8点IDFT操作，以获得具有解耦的同相和正交相位分量的时域序列s≡IDFT(S)。

用于在接收器中解调DC-OFDM信号的过程包括与典型OFDM接收器(如图2所示的接收器200)中的操作类似的许多常见操作。例如，DC-OFDM接收器可以包括自动增益控制(AGC)，频率、相位和时序同步，以及接收RF信号到基带的下变频以及通过模数转换器进一步变换到离散时间序列。利用DFT操作将所接收时域序列转换为频域序列。在DFT操作之后，频域序列可能包括失真。因此，类似于OFDM接收器，通常在DC-OFDM中使用频域均衡。

当在接收器中解调DC-OFDM信号时，时域序列的同相分量和正交相位分量必须被正确地分离。可以在DFT操作之前的时域中，或者在DFT操作之后的频域中，执行同相分量和正交相位分量的分离。

图12示出了流程图，该流程图示出了用于DC-OFDM解调的方法。该方法例如可以由处理器执行的软件、或者由硬件、或者由软件与硬件的组合来执行。

在1202，对接收的时域序列执行DFT操作，以生成接收到的频域序列。在1204，接收到的频域序列被分离成第一频率序列和第二频率序列。在1206，对第一频率序列中的每一个执行符号判定操作，以生成判定符号的第一组，以及单独对第二组频率序列执行另一符号判定操作以生成判定符号的第二组。在1208，第一组和第二组中的判定符号被顺序输出，以形成频域序列。然后，该频域序列可以经历符号到比特的解映射操作以获得数据比特流。

图13是用于执行图12所示示例方法的示例DC-OFDM接收器1300的示意图。DC-OFDM接收器1300包括用于对接收时域序列进行接收的天线1302。DC-OFDM接收器1300可以包括预处理元件，例如RF前端1304、下变频器1306和模数转换器1308。这些元件可以基本上类似于上文参考图2描述的传统接收器200的RF前端204、下变频器206和模数转换器208。对时域序列执行DFT操作1310(由DFT 1310表示)，以生成接收到的频域序列1312，它是上文所述公式(17)中的类似于上文所述的由接收器200的均衡器214和信道估计器216执行的均衡，由均衡器1314和信道估计器1316对接收到的频域序列1312执行可选的均衡操作。

然后，由分割器1318将接收到的频域序列分离成第一频率序列1320和第二频率序列1222。在频率偏移等于子载波空间的一半的情况下(即，对于δ＝0.5时)执行DFT操作时，分割器1318的输出是：

对于k＝0,1,…,N/2-1，其中是第一频率序列1320，并且是第二频率序列1322。公式(20a)列出的输出与先前描述的公式(20a)相对应。

在无频率偏移情况下(即，对于δ＝0时)执行DFT操作时，分割器1318的输出是：对应于(20b)，具有：

公式(20b)列出的输出与先前描述的公式(20b)相对应。

符号判定器1324基于第一频率序列1320生成判定符号的第一组1326，并且基于第二频率序列1322生成判定符号的第二组1328。由并串转换器1332顺序输出第一组1326和第二组1330的判定符号，以形成频域序列，然后它可以被符号到比特解映射器1334利用以获得数据比特流1336。

在图13所示的示例接收器1300中，分割器1318和单独的符号判定器1324和1328可以被称为DC-OFDM解码器1338，它可以替代符号判定器(诸如举例而言，参考图2先前描述的接收器200中的符号判定器216)而被包括在传统接收器中。因此，该解码器可以被容易地并入到传统OFDM接收器，以便于将传统接收器容易地升级或者切换为执行DC-OFDM解调。

现在参考图14，示出了一个流程图，该流程图示出了执行DC-OFDM解调的备选方法。在1402，时域序列被分离成实分量和虚分量。在1404，对实分量执行DFT操作、合并操作以及符号判定操作以生成判定符号的第一组。在1406，对虚分量执行DFT操作、合并操作以及符号判定操作以生成判定符号的第二组。在1408，第一组和第二组的判定符号被顺序输出以形成频域序列。然后，该频域序列可以经历符号到比特解映射操作以获得数据比特流。

执行合并操作的原因是每个数据符号的信息由两个子载波承载，即，第k个子载波和第(N-k-2δ)子载波。因此，将两个子载波的输出合并以恢复每个数据符号的信息。该合并操作可以利用任何合适的方案，诸如举例而言，最大比率合并器(MRC)。

图15示出了用于执行图14所示方法的DC-OFDM接收器的示意图。DC-OFDM接收器1500包括用于对接收时域序列进行接收的天线1502。DC-OFDM接收器15100可以包括预处理元件，例如RF前端1504、下变频器1506和模数转换器1508。如参考图13所述的DC-OFDM接收器1300，这些元件可以基本上类似于上文参考图2所述的传统接收器200的RF前端204、下变频器206和模数转换器208。

DC-OFDM接收器1500可以可选地将均衡器1510包括在时域序列被分离成实分量和虚分量之前。为了执行均衡操作，对接收到的时域序列执行DFT操作(由DFT 1512表示)，从而均衡操作可以由均衡器(EQ)1514和信道估计(CE)1516在频域上执行。然后，通过IDFT操作将EQ 1514的输出转换回时域，由IDFT 1518表示。

时域序列被分离成实分量(由实块1520表示)和虚分量(由虚块1522表示)。对实分量执行DFT操作(由DFT 1524表示)，随后由合并器1526执行合并操作，由符号判定器1528执行判定操作，以生成判定符号的第一组1530。类似地，对虚分量执行DFT操作(由DFT 1532表示)，随后由合并器1534执行合并操作，由符号判定器1538执行判定操作，以生成判定符号的第二组1538。

由并串转换器1540将第一组1530和第二组1538的判定符号顺序输出以形成频域序列，然后，它可以被符号到比特解映射器1542利用以获得数据比特流1544。

由于使用多个DFT操作，图15中所示的DC-OFDM接收器通常比传统OFDM中所利用的接收器(诸如，上文参考图2所述的接收器200)更复杂。相比之下，图13中所示的DC-OFDM接收器1300包括单个DFT操作，因为在执行任何可选地均衡之后，数据流在频域被分离，并且因此与图15所示的接收器1500相比，执行DC-OFDM解调具有更低的复杂度。

如上所述，所描述的用于DC-OFDM调制和解调的方法适用于单个用户和多用户(MU)应用。先前描述由于I-Q失衡而导致的用户间干扰的MU OFDM中的问题可以通过采用以下方案之一来解决。

1)使用与用户的一个群组相关联的数据来调制专门与同相分量相关联的音调，以及使用不包括在第一群组中的用户的第二组用户来调制专门与正交相位分量相关联的音调。针对两个用户(用户1和用户)，在图16中示出了的第一方案的示例。与用户1相关联的数据被用于生成时域序列的实分量或I分量，与用户2相关联的数据被用于生成虚分量或Q分量。例如，在图3所示的方法中，被用于生成同相分量的第一部分包括与用户1相关联的数据，被用于生成正交相位分量的第二部分与用户2相关联。尽管图12示出了对于δ＝0.5时的子载波分配，但是此第一方案也可以适用于δ＝0的情况。图17示出了用于四个用户的第一方案的示例。在此示例中，与用户的第一组用户(用户1和用户2)相关联的数据被用于调制同相分量的音调，与用户的第二组用户相关联的数据(用户3和用户4)被用于调制正交相位分量的音调。在每个同相分量和正交相位分量中，对称的音调总是被分配给相同的用户。

2)使用与每个用户相关联的数据来调制音调中与时域序列的同相分量和正交相位分量都相关联的部分音调。在第二方案中，对称的音调总是与相同的用户相关联。对于两个用户，在图18中示出了此第二方案的示例。在示例中，音调0、音调1、音调6和音调7被分配给用户1，而音调2至音调5被分配到给用户2。对于同相分量和正交相位分量都采用相同的子载波分配计划。

3)使用每个用户的数据来调制音调中与同相分量相关联的部分，所用的分配计划与用于与正交相位分量相关联的音调的分配计划不同。图19示出了在δ＝0.5情况下用于两个用户的第三方案的示例。在示例种，音调0、音调1、音调6和音调7被分配给用户1以用于同相分量，而音调2-5被分配给用户1以用于正交相位分量。类似地，音调2-5被分配给用户2以用于同相分量，音调0、音调1、音调6和音调7被分配给用户2以用于正交相位分量。图20示出了在δ＝0情况下第三方案的示例。通常，第三种方案提供比第一种和第二种方案更好的频率分集，其中对于同相分量和正交相位分量使用相同的分配计划，因为每个用户使用不同的子载波以用于同相分量和正交相位分量。

4)使用三个先前描述方案的合并。

为了对抗I-Q失衡的影响，应当将不同用户的输入符号适当地分配给N个子载波以便满足共轭对称性的条件，即满足公式(18)和(19)。也就是说，对称对的两个音调应当被分配给同一用户，并且被输入符号和它的共轭调制。因此，在上文所述的全部方案中，每个对称对的两个音调被专门分配给同一用户，并且相应地用数据符号和它的共轭来调制每个共轭对的两个音调。

本文所述的是用于I-Q解耦OFDM的方法和装置，其中在发射器中生成的时域序列的同相分量和正交分量各自与频域输入数据序列的独立部分相关联。对于每个同相分量和正交分量，通过共轭对称的符号来在频域中调制子载波。由此，与传统OFDM调制方案相比，所提出的DC-OFDM对I-Q失衡的损害更具有鲁棒性。

图21示出了当I-Q失衡发生时的两个用户的DC-OFDM的功率谱，其中虚线指示在无I-Q失衡情况下的DC-OFDM产生的频谱水平，实线指示具有I-Q失衡的DC-OFDM产生的频谱水平。在虚线和实线之间的差异显示了由于镜像泄露而导致的频谱幅度变化。假设在公式(9)和(10)中β>0，I-Q失衡导致DC-OFDM信号的功率谱幅度在同相分量中增加并且在正交相位分量中减少。

该差异是因为由于I-Q失衡导致了泄露镜像。然而，这些泄露的虚部并没有干扰接收器中的信号检测，因为在DC-OFDM中，在每个音调出泄露的虚部是放缩的信号(借助缩放比率β)，其与相同音调处分配的信号完全相同。

在示例中，N＝8并且δ＝0.5，被施加到音调2以用于每个同相和正交相位分量的符号是S2＝1+3j。因此，被施加到对称音调(音调5)的符号是S2的共轭，即S5＝S2^*＝1-3j。当I-Q失衡发生时，从音调2到音调5的镜像泄露是βS2^*＝β(1-3j)。由此，音调5的信号变成(1±β)(1-3j)，这是音调5的期望信号的缩放版本，其中“+”是用于同相分量，以及“-”是用于正交相位分量。在此示例中，假设公式(17)中α＝1。

类似地，从音调5到音调2的镜像泄露是βS5^*＝β(1+3j)。由此，音调2的信号变成(1±β)(1+3j)，它是音调2的期望信号的期望版本。

该示例示出了，随着由于I-Q失衡而导致的镜像泄露，在DC-OFDM中没有发生两个对称子载波之间的载波间干扰。

此外，随着添加到每个音调的镜像泄露，音调2和音调5的所得信号仍然以相等的幅度共轭对称。这意味着时域中的每个同相分量和正交相位分量依然是实序列，意味着同相分量和正交相位分量之间不存在干扰。由此，在单个用户和多用户情况下，从由于I-Q失衡未导致存在子载波间干扰的意义上来说，在DC-OFDM中移除I-Q失衡的影响。另外，由于MU应用中的I-Q失衡，不存在用户间干扰。尽管在图21中所示的示例是针对δ＝0.5的情况，但是上述分析也适用于δ＝0的情况。

图22示出了无均衡情况下仿真中获得的，在对每个音调进行64QAM并且伴有-20dB I-Q失衡的常规OFDM(标为x)接收器和DC-OFDM接收器(标为星号，*)中恢复的频域数据序列的星座图。图22示出了在常规OFDM中，由多个x指示的恢复符号在每个QAM点周围的宽泛范围内散布。这使得因为由于I-Q失衡而导致了镜像泄露，这导致一种子载波间干扰。相反，在DC-OFDM中，由多个*指示的复符号集中在每个QAM点附近的两个点。每个QAM星座点周围的两个星号与时域中的同相分量和正交相位分量相对应。同相分量和正交相位分量与频域中两个数据部分(每个具有N/2个符号)相对应，其幅度分别为(1+β)Sk和(1-β)Sk。

通过将接收到的导频符号的幅度与嵌在频域中数据序列的参考导频符号的幅度进行比较，可以容易地校正这些红点的幅度，使得它们收敛到QAM星座点。

DC-OFDM还在频率选择性衰落信道中提供可靠性改善，因为每个数据符号被随着两个子载波传输。如上所述，这是在不牺牲吞吐量的情况下实现的。

权利要求的范围不应受实施例中所述的优选实施方案的限制，而应给予与整个说明书一致的最广泛的解释。