用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发的制作方法

本申请要求2017年3月22日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生和转发”(律师案卷号nxgn-33318)的15/466,320号美国专利申请的优先权和/或权益。15/466,320号美国专利申请要求2016年4月4日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号nxgn-33067)的62/317,829号美国临时申请的权益，并要求2016年4月12日提交的题为“用于建筑物穿透的毫米波的再生与转发”(律师案卷号nxgn-33087)的62/321,245号美国临时申请的权益，并要求2016年7月29日提交的题为“用于室内穿透的毫米波的再生、转发”(律师案卷号nxgn-33229)的62/368,417号美国临时申请的权益，并且要求2016年8月1日提交的题为“用于室内穿透的毫米波的再生、转发”(律师案卷号nxgn-33233)的62/369,393号美国临时申请的权益，以及2016年11月22日提交的题为“使用喇叭天线的用于建筑物穿透的毫米波的再生、转发”(律师案卷号nxgn-33391)的62/425,432号美国临时申请的权益。15/466,320,62/317,829，62/321,245，62/368,417，62/369,393和62/425,432号美国申请通过引用整体并入本文。本申请是2016年11月21日提交的题为“用于使用具有多层叠加调制的轨道角动量的通信的系统和方法”(律师案卷号nxgn-33248)的15/357,808号美国申请的部分继续申请，该美国申请为2016年5月2日提交的题为“用于使用具有多层叠加调制的轨道角动量的通信的系统和方法”(律师案卷号nxgn-32804)的15/144,297号美国专利申请的继续申请，现为2016年11月22日授权的9,503,258号美国专利。15/144,297号美国申请为2014年7月3日提交的题为“用于使用具有多层叠加调制的轨道角动量的通信的系统和方法”的14/323,082号美国申请的继续申请，现为2016年5月3日授权的9,331,875号美国专利(律师案卷号nxgn-32173)，其要求2014年4月4日提交的题为“用于使用具有调制的轨道角动量的通信的系统和方法”(律师案卷号nxgn-32131)的61/975,142号美国临时申请的权益。15/357,808,15/144,297,14/323,082和61/975,142号美国申请以及9,503,258和9,331,875号美国专利通过引用整体并入本文。本发明涉及毫米波的传输，并且更具体地，涉及一种用于提高毫米波传输的建筑物穿透的方式。
背景技术：
：毫米波传输被开发作为用于在美国内可获得1300mhz的本地多点分配业务(lmds)频谱的带宽计划。毫米波传输满足了由于对无线移动设备的带宽和应用需求不断增加而对增加的带宽可用性的需求。然而，在增加带宽容量的同时，毫米波传输存在建筑物穿透能力很差的问题。当试图穿透大多数建筑结构时，信号急剧下降。这导致了严重的问题，因为绝大多数无线信令业务源自建筑物内且无法利用毫米波带宽将极大地限制其在现代市场中的应用。因此，需要某些方式来提高毫米波传输的建筑物穿透性。技术实现要素：如本文所公开和描述的，本发明的一个方面包括一种用于使信号穿透入建筑物中的系统，包括位于建筑物外部的第一电路，其接收毫米波信号并将毫米波信号转换成穿透入建筑物内部用于由所述建筑物内的无线设备接收的格式。位于建筑物内部并与第一电路通信链接的第二电路，其接收穿透入建筑物内部的格式的毫米波信号，并将所述格式的毫米波信号转换成第二格式，用于传输到建筑物内的无线设备。附图说明为了更完整的理解，现在参考结合附图的以下描述，其中：图1示出了基站与位于建筑物结构的内部和外部的接收器之间的毫米波传输；图2a示出了用于将毫米波传输透过窗口进行传输的光桥的框图；图2b示出了一个实施例的框图，其中接收到的信号被下变频到更容易透过窗口或墙壁传输的水平；图3是毫米波再生和转发电路的更详细的框图；图4示出了与毫米波再生和转发电路相关联的失准损耗；图5示出了毫米波再生和转发电路的rf收发器电路；图6示出了毫米波再生和转发电路的光学聚焦电路；图7示出了用于提高传输信号内的频谱效率的各种技术；图8示出了一种用于提高传输信号内的频谱效率的特定技术；图9示出了用于在各种通信协议接口之间提供通信带宽的方式的总体概览；图10示出了利用双绞线/电缆接口进行多级叠加调制的方式；图11示出了用于处理光通信系统内的多个数据流的总体框图；图12是用于在通信系统内产生轨道角动量的系统的功能框图；图13是图6的轨道角动量信号处理块的功能框图；图14是示出用于从包括多个数据流的接收到的信号中去除轨道角动量的方式的功能框图；图15示出了具有两个量子自旋极化的单个波长，其提供无限数量的具有与其相关联的各种轨道角动量的信号；图16a示出了仅具有自旋角动量变化的平面波；图16b示出了具有被施加到其上的自旋角动量和轨道角动量的信号；图17a-17c示出了具有被施加到其上的不同轨道角动量的各种信号；图17d示出了用于各种本征模的坡印亭矢量的传播；图17e示出了螺旋相位板；图18示出了多级叠加调制系统；图19示出了多级叠加解调器；图20示出了多级叠加发射器系统；图21示出了多级叠加接收器系统；图22a-22k示出了代表性的多级叠加信号及其各自的频谱功率密度；图23示出了时域和频域内的多级叠加信号的比较；图24示出了针对不同信号带宽的多级叠加信号的频谱对准；图25示出了多级叠加信号的可替代频谱对准；图26示出了用于使用组合的三层多级叠加技术的各种信号层的功率谱密度；图27示出了用于使用组合的三层多级叠加调制的层的以对数标度的功率谱密度；图28示出了对于符号率为1/6的平方根升余弦与多层叠加之间的带宽效率比较；图29示出了对于符号率为1/4的平方根升余弦与多层叠加之间的带宽效率比较；图30示出了使用aclr在平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；图31示出了使用带外功率的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；图32示出了使用带边psd的平方根升余弦和多级叠加之间的性能比较；图33是用于与多级叠加一起使用的发射器子系统的框图；图34是使用多级叠加的接收器子系统的框图；图35示出了修改的多级叠加的等效离散时间正交信道；图36示出了多级叠加、修改的多级叠加和平方根升余弦的psd；图37示出了基于-40dbc带外功率带宽的多级叠加和平方根升余弦之间的带宽比较；图38示出了修改的多级叠加的等效离散时间并行正交信道；图39示出了具有三层并且tsym＝3的修改的多级叠加的并行正交信道的信道功率增益；图40示出了基于aclr1的修改的多级叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；图41示出了基于obp的修改的多级叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；图42示出了基于aclr1的修改的多级叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；图43示出了基于obp的修改的多级叠加和平方根升余弦之间的频谱效率比较；图44示出了用于低通等效修改的多级叠加系统的基带发射器的框图；图45示出了用于低通等效修改的多级叠加系统的基带接收器的框图；图46示出了自由空间通信系统；图47示出了使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图；图48a-48c示出了用于将多个数据信道多路复用到光链路中以实现更高数据容量的方式；图48d示出了用于具有多个轨道角动量(oam)阀的波长的同心环组；图49示出了包含许多正交oam波束的wdm信道；图50示出了自由空间光学系统的节点；图51示出了自由空间光学系统内的节点网络；图52示出了用于在自由空间信号和rf信号之间进行多路复用的系统；图53示出了vcsel内的对准孔；图54示出了使用对准孔来对准vcsel的光学电路；图55示出了vcsel之间的光功率耦合；图56示出了使用喇叭天线用于透过窗口或墙壁传输数据的实施例；图57示出了图56的实施例中的下行链路损耗；图58示出了图56的实施例中的上行链路信号强度；图59示出了当图56的实施例中功率放大器位于建筑物内部时的上行链路信号强度；图60示出了当没有加入功率放大器时，图59的实施例中的下行链路上的增益和损耗；图61示出了当图56的实施例中没有提供功率放大器时，在上行链路的各个点处的信号强度；图62示出了与图56的实施例结合使用的屏蔽；图63示出了用于使用太阳能电池板为外部系统部件供电的方式；图63示出了用于使用激光器为外部系统部件供电的方式；图65示出了用于使用电感耦合从内部电源为外部部件供电的方式。具体实施方式现在参考附图，其中在本文中使用相同的附图标记始终表示相同的元件，示出并描述了用于建筑物穿透的毫米波的再生和转发的各种视图和实施例，并且描述了其他可能的实施例。附图不一定按比例绘制，并且在一些情况下，附图在某些地方已被夸大和/或简化，仅用于说明目的。基于可能的实施例的以下示例，本领域普通技术人员将理解许多可能的应用和变化。当fcc设计了在整个美国的每个基本交易区域内可获得1300mhz的本地多点分配业务(lmds)频谱的频带计划时，开发了毫米波信令。该计划为每个bta(基本交易区域)分配了两个lmds许可证，每个bta分配了一个“a区块”和一个“b区块”。a区块许可证包括1150mhz的总带宽，和b区块许可证包含150mhz的总带宽。许可证持有者teligent开发了一种用于固定无线点对多点技术的系统，该系统可以从屋顶向周围的中小型业务发送高速宽带。但是，该系统以及由winstar和nextlink提供的其他系统都没有成功，并且许多lmds许可证都落入了fcc的手中。这些许可证和相关频谱被视为对5g试验和服务有用。现在请参考附图，并且更具体地请参考图1，示出了毫米波传输系统102用于通信的用途。基站104产生毫米波传输106,108，用于传输到各种接收器110，112。在没有太多环境干扰的情况下，毫米波传输106(其能够直接地从基站104行进到接收器110)，能够容易地被所述接收器110接收。从基站104到位于建筑物114内部的接收器112的毫米波传输108将具有显著的干扰问题。毫米波传输108不容易穿透入建筑物中104。当穿过透明窗口或建筑物墙壁时，经历了显著的信号损耗。28ghz及更高频率不能穿透建筑物的墙壁和玻璃窗，然而85％的通信流量产生于建筑物内。鉴于毫米波频谱传输不会传播很远并且缺乏穿透室内的能力，这些频率将用于约一英里的非常短距离的应用。从透视角度来看，在2.4ghz时，低功率wi-fi可以覆盖大多数3000平方英尺以下的房屋，但5ghz的wi-fi信号仅可以覆盖两层楼房屋的约60％，因为信号在较高频率范围内不会行进太远。对于5g应用，功率更高，但更高的频率具有更高的损耗和传播通过空间和其他介质当毫米波信号穿透入建筑物中时产生的损耗使数据速率降低到几乎为零。例如，当在下行链路上从基站通过透明玻璃传输到住宅或建筑物内部时，最大数据速率为每秒9.93gb。当传输通过有色玻璃时，数据速率为每秒2.2mb。传输通过砖时，数据速率为每秒14mb，和当传输通过混凝土时，数据速率一直下降到每秒0.018b。类似地，当在上行链路上从建筑物内部向基站传输时，通过透明玻璃的最大数据速率是每秒1.57gb，并且通过有色玻璃的是每秒0.37mb。在上行链路上传输的信号在传输通过砖时具有每秒5.5mb的数据速率，和在传输通过混凝土时具有每秒0.0075b的数据速率。当向/从较旧或较新的建筑物传输时，也在下行链路和上行链路上存在差异。较旧的建筑物被定义为使用包括30％标准玻璃和70％混凝土墙的复合模型的建筑物。较新的建筑物被定义为使用包括70％红外反射玻璃(irr玻璃)和30％混凝土墙的复合模型的建筑物。在下行链路上到建筑物内部的基站传输对于较旧的建筑物为每秒32mb，对于较新的建筑物为每秒0.32mb。类似地，从住宅/建筑物内部到基站的上行链路传输对于较旧的建筑物为每秒25.6mb,对于较新建筑物为每秒2.56kb。尽管存在缺点，但是为了满足对带宽的增长的需求，rf服务提供商将越来越多地转向更高频率的载波频率。特别地，28ghz是用于提供本地多点分配业务(lmds)的新兴频带。fcc正在考虑将28ghz和39ghz频带用于小型小区部署，以使用波束成形和波束控制来支持5g网络到用户房屋。除了在穿过建筑材料或窗口时巨大的穿透损耗所导致的缺点之外，这些更高频率的带宽具有许多优点。这些优点包括在提供毫米波频率的部件的更小占用空间中具有更高的频率速率，更精确的波束形成能力以及更有效的波束控制。图2a示出了用于使用安装到窗口204的光桥202在建筑物内传输毫米波信号的一种方式。光桥202包括被包括在窗口204外部的第一部分206和被包括在窗口204内部的第二部分208。第一部分206包括被安装于窗口204外部的28ghz接收器210。28ghz收发器210接收例如结合例如图1所描述的基站104发送的毫米波传输。接收/发送的信号使用接收器光学子组件(rosa)/发送光学子组件(tosa)212被发送到收发器210和从收发器210发送。接收器光学子组件是用于在光纤系统中接收光信号的部件。类似地，收发器光学子组件是用于在光纤系统中发送光信号的部件。rosa/tosa部件212透过窗口204将光信号接收或发送到位于窗口204内部的rosa/tosa部件214。信号从rosa/tosa214转发到wi-fi发射器216以在建筑物内进行传输。图2b示出了另一实施例，其中不容易穿透有色窗口或墙壁230的接收频率下变频接收信号以便于在窗口或墙壁230之间传输。在建筑物的外部，信号在收发器234的天线232处以不容易穿透窗口或墙壁的频率被接收。收发器234将信号转发到下变频/上变频器236，用于将信号下变频到更容易穿透窗口/墙壁230的频带。另一收发器238获取来自转换器236的下变频信号并将所述信号传输通过墙壁或窗口230。被传输的信号由位于建筑物内部的收发器240以下变频后的频率接收。接收的信号被传递到上变频/下变频器242，以将信号转换为用于在建筑物内部传输的水平。在许多情况下，这可能是wi-fi频段。上变频的信号被转发到路由器244用于在建筑物内传输。从位于建筑物内的设备接收的向外传输的信号以相反的方式被处理和发送，以从收发器234发送建筑物外部的信号。现在参考图3，示出了用于传输毫米波通过建筑物的窗口或墙壁的部件的更详细的图示。收发器210包括可选的天线增益元件302，所述天线增益元件302用于接收在下行/上行链路304上从基站104发送的毫米波传输。下行/上行链路304包括28ghz波束传输。然而也可以使用其他频率传输。rf接收器306用于在下行/上行链路304上从基站104接收信息。类似地，rf发射器308用于将下行/上行链路304上的信息发送到基站104。接收信号被提供给解调器310，用于解调任何接收到的信号。解调信号被提供给修整器312，所述修整器312将信号置于适当的配置中以便由光传输部件传输。当转换不同的调制(例如从高阶qam到ook(开关键控))时，存在需要一些整理(或信号调节)的信令转换，以确保所有比特正确地转译并且仍然提供低ber。本系统从高qam率的rf转译为ook的原始比特率，以使得能够使vcsel的传输透过窗口的玻璃。vcsel仅与ook一起工作，并因此需要使用修整器312的转译。如果接收到的信号只是从28ghz直接下变频到5.8ghz(因为5.8ghz通过墙壁和玻璃)，那么我们不需要转译为低阶调制的复杂性。问题是将信号从28ghz下变频到5.8ghz需要昂贵的部件。修整器312完成将接收到的28ghz信号转译到某个频率，以便传输通过玻璃或墙壁而无需更昂贵的部件。待传输的信号通过放大器314以放大信号用于传输。放大的信号被提供给vcsel316，用于光学传输信号。vcsel316是垂直腔表面发射激光器，其是一种半导体激光二极管，具有垂直于顶表面的激光束遗漏。在优选实施例中，vcsel316包括菲尼萨(finisar)vcsel，其波长约为780nm，调制速率为每秒4gb，和光输出功率为2.2mw(3.4todbm)。在可替代实施例中，用于传输光信号穿过窗口204的部件可以包括led(发光二极管)或eel(边缘发射激光器)。不同的激光器基于窗口的不同特性，例如色彩，在不同频率下实现不同的光学转发。vcsel316包括发送光学子组件(tosa)，用于产生从vcsel316传输到vcsel318的光信号，vcsel318位于窗口204的相对侧。vcsel316和vcsel318包括激光源，用于产生传输穿过窗口214的光信号。在一个实施例中，vcsel包括菲尼萨(finisar)vcsel，其提供780nm光信号，当以每秒1gb运行时具有每秒4gb的最大调制速率，并且光输出功率为3mw(5dbm)。tosa包括激光装置或led装置，用于将来自放大器314的电信号转换成光信号传输。从外部vcsel316到内部vcsel318的传输和相关联的接收器光学子组件(rosa)。使用光学聚焦电路317透过窗口204传输光信号。将结合图6更全面地在发射器侧和接收器侧描述光学聚焦电路317。vcsel316和vcsel318之间的光学链路328具有与其相关联的光链路预算，所述光链路预算定义了在仍然在vcsel316、318之间传输信息时可以接受的损耗。vcsel具有大约5dbm的输出功率。vcsel内的接收器处的检测器可以检测到大约-12dbm的信号。与在780nm波长处通过玻璃的光信号相关联的玻璃损耗是7.21db。与传输相关联的耦合损耗和透镜增益约为0.1db。透镜位移3.5mm引起的最大位移损耗为6.8db。因此，基于从vcsel输出功率减去检测器的灵敏度、玻璃损耗、耦合损耗和透镜增益以及最大位移损耗，总链路余量等于2.88db。2.88db的链路余量用于意外的额外损耗，例如透镜的损耗和意外的输出差异。透镜位移或未对准可以视为系统内链路损耗的重要部分。如图4所示，可容许的未对准范围402从距离检测器接收的功率谱的中心约-6.5mm到+6.5mm。当未对准在±6.5mm之间移动时，对准损耗404的范围在0.6db至6.8db的区域内。最大允许的未对准损耗如406处所示，是9.4db。窗口204内部的vcsel318使用tosa以每秒0.5gb的数据速率将光信号透过窗口204发送到位于窗口外部的vcsel316内的rosa。接收到的光信号被提供给去修整器部件32，用于以高qam速率处理从ook的原始比特率到rf的信号，以在vcsel接收信号之后实现rf传输。在调制器322内调制去修整的信号。使用rf发射器308在上行链路304上发送调制的信号。收发器210由电源输入324供电，窗口内的部件类似地由电源输入326供电。使用wi-fi发射器328在建筑物内提供信号，wi-fi发射器328被连接以接收由vcsel318接收到的光信号，并向vcsel318提供信号以用于透过窗口204传输。wi-fi发射器使用802.11传输协议。现在请参考图5，示出了收发器210的更详细的框图。接收部分502包括rf接收器504，用于接收在下行链路506上从基站发送的rf信号。接收器504产生具有实部bbi508和虚部bbq510的输出信号。rf接收器504响应于接收信号以及来自锁相环/电压控制振荡器505的输入，产生实信号508和虚信号510。锁相环/电压控制振荡器505响应于由参考振荡器507提供的参考振荡器信号和由振荡器509提供的压控振荡器信号，向rf接收器504提供输入。实信号508和虚信号510被提供给模数转换器512，用于转换为数字信号。模数转换器512由从时钟生成电路516提供的相关联时钟输入514记时。时钟生成电路516还接收来自参考振荡器507的输入。实数字信号和虚数字信号518和520被输入到数字下变频器522。数字信号被下变频为较低频率并作为比特流524输出到光传输电路(vcsel)，以便穿过窗口玻璃传输。发射器部分524从光学电路接收数字比特流526，并将所述比特流提供给数字上变频器528的实部和虚部，以将数字数据转换为更高的频率进行传输。上变频的数字信号的实部和虚部被提供给波峰因数降低处理器530。一些信号(特别是基于ofdm的系统)具有高峰值平均功率比(par)，其负面影响功率放大器(pa)的效率。由处理器实施的波峰因数降低(cfr)方案有助于降低par，并且已经用于许多网络(cdma和ofdm)。然而，主要被开发用于cdma信号的cfr方案在ofdm中使用时性能较差(考虑到严格的误差矢量幅度(evm)要求)。通过在fpga上精心设计的cfr算法，可以实现低延迟、高性能，这可以显著降低输出信号的par，其提高了pa效率并降低成本。从波峰因数降低处理器530向数模转换器532提供实信号和虚信号。数模转换器532将实数字信号和虚数字信号转换为实模拟信号和虚模拟信号bbi534和bbq536。实模拟信号和虚模拟信号被输入到rf发射器538。rf发射器538响应于来自锁相环/电压控制振荡器504的输入，处理实信号534和虚信号536，以产生将用于在上行链路540上传输的rf信号，从而产生毫米波和传输。现在请参考图6，示出了与穿过窗口204的光传输接口相关联的光学聚焦电路317。位于窗口204的每一侧的vcsel包括光学聚焦电路317，并且光学聚焦电路317包括发送部分602和接收部分604。当系统提供穿过窗口的双向通信时，窗口204的任一侧将包括发送部分602和接收部分604。在一个实施例中，发送部分602包括由菲尼萨(finisar)提供的vcsel606，其以每秒4gb发送780nm光信号并具有3.42dbm的功率输出。由vcsel606产生的光信号被提供给焦距为7.5mm的消色差双合透镜608，其将vcsel606产生的光信号准直进入小孔径。准直光束610穿过窗口204传输。准直光束离开窗口204，并且在接收部分604上首先通过焦距为25mm的双凸透镜612。双凸透镜612将光束柱610聚焦到半球透镜614上，半球透镜614将光信号聚焦到光电检测器616的半导体孔径上。在一个实施例中，检测器616具有10mm的孔径直径和12dbm的检测器灵敏度。在一个特定实施例中，在不同vcsel606之间的传输和从vcsel606往返rf收发器10之间的传输可以使用正交功能信号传输技术，例如在15/357,808号美国申请中描述的那些技术，其名称为“用于使用具有多层叠加调制的轨道角动量的通信的系统和方法”，其于2016年11月21日提交，其全部内容通过引用合并到本文。然而，应该认识到也可以使用各种其他数据传输技术。图7示出了用于提高通信系统的频谱效率的两种方式。通常，基本上有两种方法用于增加通信系统的频谱效率702。可以通过调制方案中的信号处理技术704或使用多址技术来实现增加。另外，可以通过在电磁传播内创建新的本征信道706来增加频谱效率。这两种技术完全相互独立，并且一类中的创新可以添加到第二类中的创新中。因此，这种技术的结合引入了进一步的创新。频谱效率702是通信系统的商业模式中的关键驱动。频谱效率被定义为以比特/秒/赫兹为单位，并且频谱效率越高，商业模式越好。这是因为频谱效率可以转为通信系统中的更多的用户，更高的吞吐率，更高的质量或每类中的一些。考虑使用信号处理技术或多址技术的技术。这些技术包例如tdma、fdma、cdma、evdo、gsm、wcdma、hspa以及4gwimax和lte中使用的最新ofdm技术的创新。几乎所有这些技术都使用基于称为qam调制的正弦本征函数的数十年的调制技术。在涉及创建新的本征信道706的第二类技术中，创新包括分集技术，分集技术包括空间和极化分集以及多输入/多输出(mimo)，其中不相关的无线电路径创建独立的本征信道和电磁波的传播。现在请参考图8，通信系统配置引入两种技术，一种来自信号处理技术704类别，和一种来自创建新的本征信道706类别，它们彼此完全独立。它们的组合提供了一种独特的方式来中断了从双绞线和电缆到光纤、到自由空间光学、到用于移动电话、回程和卫星的rf的端到端通信系统的接入部分。第一技术涉及使用新的信号处理技术，使用新的正交信号来升级使用非正弦函数的qam调制。该特定实施例被称为量子级叠加(qlo)802。第二实施例涉及使用电磁波或光子的被称为轨道角动量(oam)704的特性的新的电磁波前的应用。每个量子级叠加技术802的应用和轨道角动量804的应用在他们组合中在通信系统内独特地提供数量级更高的频谱效率806。关于量子级叠加技术802，引入了新的本征函数，本征函数在叠加时(在符号内彼此叠加)显著地增加了系统的频谱效率。量子级叠加技术302借鉴了量子力学，特殊正交信号，其减少时间带宽积，并因此提高了信道的频谱效率。每个正交信号在符号内叠加，充当独立的信道。这些独立的通道将该技术与现有的调制技术区分开来。关于轨道角动量804的应用，本实施例引入了扭转的电磁波或光束，其具有带有轨道角动量(轨道角动量)的螺旋波前。携带不同轨道角动量的波/波束可以在空间域内彼此相互正交，允许波/波束在通信链路内被有效地多路复用和多路解复用。oam波束在通信中很有意义，因为它们具有特殊的多路复用多个独立数据承载信道的潜力。关于量子级叠加技术802和轨道角动量应用804的组合，该组合是独特的，因为轨道角动量多路复用技术与诸如波长和极化分割多路复用的其他电磁技术兼容。这表明可以进一步提高系统性能。将这些技术一起应用于高容量数据传输中断了从双绞线和电缆到光纤、到自由空间光学、到移动电话/回程和卫星中使用的rf的端到端通信系统的接入部分。这些技术中的每一种可以彼此独立地应用，但是其组合提供了独特的机会，不仅可以提高频谱效率，而且可以提高频谱效率而不牺牲距离或信噪比。使用香农容量公式，可以确定光谱效率是否增加。这可以在数学上转译为更多带宽。由于带宽具有一定的值，因此可以容易地将频谱效率增益转换为财务收益，以用于使用更高频谱效率的业务影响。此外，当使用复杂的前向纠错(fec)技术时，净影响是更高的质量，但牺牲了一些带宽。然而，如果可以实现更高的频谱效率(或更多的虚拟带宽)，则可以牺牲一些用于fec的增益带宽，并且因此更高的频谱效率也可以转译为更高的质量。电信运营商和供应商对提高频谱效率感兴趣。但是，对于这种增加的问题是成本。协议的不同层处的每种技术具有与其相关联联的不同价格标签。在物理层实现的技术具有最大影响，因为其他技术可以叠加在较低层技术之上，从而进一步提高频谱效率。当考虑其他相关联成本时，某些技术的价格标签可能会急剧上涨。例如，多输入多输出(mimo)技术使用附加天线来创建附加路径，其中每个rf路径可被视为独立信道，并因此提高聚合频谱效率。在mimo场景中，运营商还有其他相关联的处理结构问题、如天线安装等的软成本。这些技术不仅成本巨大，而且它们还具有巨大的时序问题，因为结构活动需要时间并且实现更高的频谱效率伴随着严重的延误，这也可以转译为经济损耗。量子级叠加技术802具有在符号内创建独立信道而无需新天线的优点。与其他技术相比，这将带来巨大的成本和时间收益。而且，量子层叠加技术802是物理层技术，这意味着在协议的更高层存在其他技术，这些技术都可以构架于qlo技术802之上，并且因此更进一步提高频谱效率。qlo技术802使用在基于多址技术(例如wimax或lte)的ofdm中使用的标准qam调制。qlo技术802通过将新信号注入到基带的i分量&q分量并在qam调制之前将它们叠加来基本上增强收发器处的qam调制，这将在下文中被更全面地描述。在接收器处，反向过程用于分离重叠信号，以及净效应是脉冲整形，其与标准qam或甚至根升余弦相比，允许更好地定位频谱。该技术的影响是显著更高的频谱效率。现在更具体地参考图9，示出了用于使用多级叠加调制904和轨道角动量906的应用的组合来增加信道数量以在各种通信协议接口902内提供改进的通信带宽的方式的总体概述。各种通信协议接口902可以包括各种通信链路，例如rf通信，诸如电缆或双绞线连接的有线通信，或利用诸如光纤通信或自由空间光学器件的光波长的光学通信。各种类型的rf通信可以包括rf微波或rf卫星通信的组合，以及在rf和自由空间光学器件之间的实时多路复用。通过将多层叠加调制技术904与轨道角动量(oam)技术906组合，可以实现在各种类型的通信链路902上的更高吞吐率。在没有轨道角动量的情况下单独使用多级叠加调制提高了通信链路902的频谱效率，无论是有线的、光学的还是无线的通信链路。然而，使用oam，频谱效率的提高甚至更为显著。多级叠加调制技术904提供超出常规2个自由度的新的自由度，其中时间t和频率f是在信息图中限定正交轴的二维符号空间中的独立变量。这包括更通用的方法，而不是将信号建模为在频域或时域中是固定的。先前使用固定时间或固定频率的建模方法被认为是使用多级叠加调制904的一般方法的更多限制情况。在多级叠加调制技术904内，信号可以在二维空间中区分而不是沿着单个轴来区分。因此，通信信道的信息承载能力可以由占据不同时间和频率坐标的多个信号确定，并且可以在符号二维空间中区分。在符号二维空间内，最小化时间带宽积，即最小化该空间中信号占的面积，能够实现更密集的堆积，并因此使用更多的信号，进而在分配的信道内获得更高的信息承载能力。给定频率信道增量(δf)，在最小时间δt中通过它传输的给定信号将具有由某些时间带宽最小化信号描述的包络。对于这些信号的时间带宽积采用这种形式：δtδf＝1/2(2n+1)其中n是0到无穷大的整数，表示信号的阶数。这些信号形成正交的无限元素集，其中每个元素具有有限的能量。它们在时域和频域都是有限的，并且可以通过相关性(例如通过匹配滤波)从其他信号和噪声的混合中检测到。与其他小波不同，这些正交信号具有相似的时间和频率形式。轨道角动量过程906向承载数据流的电磁场的波前提供扭转，其可以使得能够在相同的频率、波长或其他信号支持机制上传输多个数据流。这将通过允许单个频率或波长支持多个本征信道来增加通信链路上的带宽，每个单独信道具有与其相关联的不同正交和独立轨道角动量。现在请参考图10，示出了使用上述双绞线或电缆承载电子(不是光子)的技术的另一种通信实现技术。不是使用多级叠加调制904和轨道角动量技术906中的每一个，而是仅多级叠加调制904可以与单个有线接口(并且更具体地，双绞线通信链路或电缆通信链路1002)结合使用。多级叠加调制1004的操作类似于先前关于图9所讨论的操作，但是在不使用轨道角动量技术906的情况下单独使用它自己，并且与双绞线通信链路或者电缆接口通信链路1002一起使用。现在请参考图11，示出了用于处理多个数据流1102以便在光通信系统内传输的总体框图。多个数据流1102被提供给多层叠加调制电路1104，其中使用多层叠加调制技术来调制信号。已调制的信号被提供给轨道角动量处理电路1106，轨道角动量处理电路1106将扭转应用于在光通信信道的波长上传输的每个波前。该扭转的波通过光接口1108在光通信链路(例如光纤或自由空间光学通信系统)上传输。图11还可以示出rf机制，其中接口1108将包括rf接口而不是光接口。现在更具体地请参考图12，示出了用于在通信系统内产生轨道角动量“扭转”的系统的功能框图，例如关于图9所示的系统，以提供可以与多个其他数据流组合以便在相同波长或频率上传输的数据流。多个数据流1202被提供给传输处理电路1200。每个数据流1202包括例如承载语音呼叫的端到端链路连接或通过数据连接传输非电路交换打包数据的分包连接。多个数据流1202由调制器/解调器电路1204处理。调制器/解调器电路1204使用多级叠加调制技术将接收到的数据流1202调制到波长或频率信道上，这将在下面更全面地描述。通信链路可以包括光纤链路、自由空间光学器件链路、rf微波链路、rf卫星链路、有线链路(没有扭转)等。将已调制的数据流提供给轨道角动量(oam)信号处理块1206。来自调制器/解调器1204的每个调制数据流由轨道角动量电磁块1206提供不同的轨道角动量，使得每个调制的数据流具有与之相关联的唯一且不同的轨道角动量。每个具有相关联轨道角动量的调制的信号被提供给光发射器1208，光发射器1208传输在相同波长上具有唯一轨道角动量的每个调制数据流。每个波长具有选定数量的带宽间隙b，并且可以使其数据传输能力增加从oam电磁块1206提供的轨道角动量度数l的倍数。发射单波长信号的光发射器1208可以传输b组信息。光发射器1208和oam电磁块1206可以根据这里描述的配置传输1×b组信息。在接收模式中，光发射器1208将具有包括在其中传输的多个信号的波长，其中嵌入有不同的轨道角动量信号。光发射器1208将这些信号向前传到oam信号处理块1206，oam信号处理块1206分离具有不同轨道角动量的每个信号，并将分离的信号提供给解调器电路1204。解调过程从调制的信号中提取数据流1202，并且使用多层叠加解调技术在接收端提供它。现在请参考图13，示出了轨道角动量信号处理块1206的更详细的功能描述。每个输入数据流被提供给轨道角动量电路1302。每个轨道角动量电路1302为接收到的数据流提供不同的轨道角动量。通过应用不同的电流来产生正被传输的信号以创建与其相关联的特定轨道角动量，来实现不同的轨道角动量。由每个轨道角动量电路1302提供的轨道角动量对于提供给它的数据流是唯一的。可以使用许多不同的电流将无限数量的轨道角动量应用于不同的输入数据流。将每个单独生成的数据流提供给信号组合器1304，信号组合器1304将信号组合到波长上以便从发射器1306进行传输。现在请参考图14，示出了轨道角动量处理电路1206可以将接收到的信号分离成多个数据流的方式。接收器1402接收单个波长上的组合的轨道角动量信号，并将该信息提供给信号分离器1404。信号分离器1404将具有不同轨道角动量的每个信号从接收的波长中分离，并将分离的信号提供给轨道角动量去扭转电路1406。轨道角动量去扭转电路1406从每个相关联信号中去除相关联的轨道角动量扭转，并提供接收到的调制数据流以供进一步处理。信号分离器1404将已经从其去除了轨道角动量的每个接收信号分离成单独的接收信号。使用例如多级叠加解调将单独地接收的信号提供给接收器1402以进行解调，这将在下面更全面地描述。图15以其中具有两个量子自旋极化的单个波长或频率可以提供具有与其相关联的各种轨道角动量的无限数量的扭转的方式示出。l轴表示各种量化的轨道角动量状态，其可以以选定的频率或波长应用于特定信号。符号欧米伽(ω)表示可以被应用到不同轨道角动量的信号的各种频率。顶部网格1502表示用于左手信号极化的潜在可用信号，而底部网格1504是用于具有右手极化的潜在可用信号。通过将不同的轨道角动量状态应用于特定频率或波长的信号，可以在频率或波长处提供潜在无限数量的状态。因此，左手极化平面1502和右手极化平面1504中的频率δω或波长1506处的状态可以在不同的轨道角动量状态δl下都可以提供无限数量的信号。方框1508和1510分别表示在右手极化平面1504和左手极化平面1510中在频率δω或波长处具有轨道角动量δl的特定信号。通过在相同频率δω或波长1506内改变到不同的轨道角动量，也可以传输不同的信号。每个角动量状态对应于用于从光发射器传输的不同的确定的电流水平。通过估计用于在光域内产生特定轨道角动量的等效电流并应用该电流来传输信号，可以在期望的轨道角动量状态下实现信号的传输。因此，图15示出了两个可能的角动量，即自旋角动量和轨道角动量。自旋版本表现在宏观电磁的极化内，并且由于上和下的自旋方向仅具有左手和右手极化。然而，轨道角动量表示量化的无限数量的状态。路径超过两个，而且理论上可以通过量化轨道角动量水平有无限的路径。使用传输的能量信号的轨道角动量状态，物理信息可以嵌入由信号传输的辐射内。麦克斯韦-亥维赛(maxwell-heaviside)方程可表示为：其中是del运算符，e是电场强度，和b是磁通密度。使用这些方程，可以从麦克斯韦原始方程中导出23个对称性/守恒量。然而，仅存在10个众所周知的守恒量，并且这些中仅有少数是商业上使用的。从历史上看，如果麦克斯韦方程保持在它们的原始四元数中，那么就更容易看到对称性/守恒量，但是当它们被heaviside修改为它们当前的矢量形式时，在麦克斯韦方程中看到这种固有的对称性变得更加困难。麦克斯韦的线性理论具有与阿贝尔对易关系的u(1)对称性。它们可以扩展到更高对称性组su(2)形式，其具有解决全局(非局部空间)特性的非阿贝尔对易关系。对麦克斯韦理论的吴-杨和哈末的解释暗示了磁单极子和磁荷的存在。就经典领域而言，这些理论构造是伪粒子或即时粒子。麦克斯韦的作品的解释实际上与麦克斯韦的初衷有很大不同。在麦克斯韦的原始公式中，法拉第的电子态(aμ场)是中心，使它们与yang-mills理论(heaviside之前)兼容。被称为孤子的数学动态实体可以是经典的或量子的、线性的或非线性的并描述电磁波。然而，孤子具有su(2)对称形式。为了使传统解释的经典麦克斯韦尔u(1)对称理论描述这样的实体，该理论必须扩展到su(2)形式。除了六种物理现象(不能用传统的麦克斯韦理论解释)，最近公式阐明的harmuth猜想也解决了麦克斯韦理论的不完备性。harmuth修正的麦克斯韦方程可用于计算电磁信号速度，条件是增加磁流密度和磁荷，这与yang-mills提出的方程一致。因此，通过正确的几何形状和拓扑结构，aμ电位始终具有物理意义。可以根据系统能量的守恒和系统线性动量的守恒来表示守恒量和电磁场。时间对称性，即系统能量的守恒可以使用坡印亭定理根据以下公式表示：哈密顿量(总能量)能量守恒空间对称性，即表示电磁多普勒频移的系统线性动量守恒可由以下公式表示：线性动量线性动量守恒系统能量中心的守恒由下式表示：类似地，产生方位多普勒频移的系统角动量的守恒由以下等式表示：角动量守恒对于自由空间中的辐射束，电磁场角动量jem可以分为两部分：对于实值表示的每个奇异傅立叶模式：第一部分是电磁自旋角动量sem，其经典表现是波极化。第二部分是em轨道角动量lem，其经典表现为波螺旋度。通常，电磁线性动量pem和电磁角动量jem＝lem+sem都一直辐射到远场。通过使用坡印亭定理，可以根据光速方程确定信号的光学涡度：连续性方程其中s是坡印亭矢量和u是能量密度其中e和h分别包括电场和磁场，并且ε和μ0分别是介质的介电常数和磁导率。然后可以根据以下公式通过光速的卷曲来确定光学涡度v：现在请参考图16a和16b，示出了在平面波情况下信号及其相关联的坡印亭矢量的方式。通常在1602处示出的平面波情况中，发送的信号可以采用三种配置中的一种。当电场矢量在相同方向上时，提供线性信号，如1604处所示。在圆极化1606内，电场矢量以相同的幅度旋转。在椭圆极化1608内，电场矢量旋转但具有不同的幅度。对于图16a的信号配置，坡印亭矢量保持恒定方向，并且始终垂直于电场和磁场。现在请参考图16b，当将单一的轨道角动量应用到如此处和上文所述的信号时，坡印亭矢量s1610将围绕信号的传播方向成螺旋形。可以改变该螺旋，以便使信号能够在与本文所述的相同频率上传输。图17a至17c示出了具有不同螺旋度(即轨道角动量)的信号的差异。与信号1702、1704和1706相关联的每个螺旋坡印亭矢量提供不同形状的信号。信号1702具有+1的轨道角动量，信号1704具有+3的轨道角动量，并且信号1706具有-4的轨道角动量。每个信号具有不同的角动量和相关联的坡印亭矢量，使得信号能够与同一频率内的其他信号区分开。这允许在相同频率上传输不同类型的信息，因为这些信号是可分别检测的并且不会相互干扰(本征信道)。图17d示出了用于各种本征模的坡印亭矢量的传播。每个环1720表示不同的本征模或扭转，其表示相同频率内的不同轨道角动量。这些环1720中的每一个环表示不同的正交信道。每个本征模具有与其相关联的坡印亭矢量1722。可以将拓扑电荷多路复用到用于线性或圆形极化的频率。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上被多路复用。在圆形极化的情况下，拓扑电荷将在左手和右手圆形极化上多路复用。拓扑电荷是螺旋度指数“i”的另一个名称或应用于信号的扭转或轨道角动量的量。螺旋度指数可以是正的或负的。在rf中，可以创建不同的拓扑电荷并将其多路复用在一起并进行解多路复用以分离拓扑电荷。可以使用如图17e所示的螺旋相位板(spp)、使用具有特定折射率和加工车间的能力或相位掩模的能力的适当材料来创建拓扑电荷l，由新材料或新技术创建的全息图来创建rf版本的空间光调制器(slm)，其通过调整设备上的电压来进行rf波的扭转(与光束相反)，从而导致具有特定拓扑电荷的rf波的扭转。螺旋相位板可以将rf平面波(l＝0)变换为特定螺旋度(即l＝+1)的扭转rf波。可以使用rf多输入多输出(mimo)来校正串扰和多路径干扰。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)进行校正。如先前关于图17所描述的，在处理电路内应用的多个数据流中的每一个具有应用于其的多层叠加调制方案。现在请参考图18，参考数字1800通常指多级叠加(mlo)调制系统的一个实施例，但是应当理解，术语mlo和所示系统1800是实施例的示例。mlo系统可以包括诸如题为“多级叠加调制”的美国专利no.8，503，546中公开的系统，该专利通过引用并入本文。在一个示例中，调制系统1800将在图17的多级叠加调制框504内实施。系统1800将来自数字源1802的输入数据流1801作为输入，数字源1802由输入级解多路复用器(demux)1004分成逻辑1和0的三个并行的单独数据流1803a-1803c。数据流1001可以表示要传送的数据文件、或音频或视频数据流。应该理解，可以使用更多或更少数量的单独数据流。在一些实施例中，单独数据流1803a-1803c中的每一个具有原始速率的1/n的数据速率，其中n是并行数据流的数量。在图18所示的实施例中，n为3。通过qam符号映射器1805a-1805c之一，将单独数据流1803a-1803c中的每一个映射到m-qam星座图(constellation)中的正交幅度调制(qam)符号，例如16qam或64qam。qam符号映射器1805a-1805c耦合到demux1804的相应输出，并且以并行相位(i)1806a，1808a和1810a以及正交相位(q)1806b，1808b和1810b产生离散级的数据流。例如，在64qam中，每个i信道和q信道使用8个离散级来传输每个符号3比特。三个i和q对中的每一个，1806a-1806b，1808a-1808b和1810a-1810b，用于加权相应的函数发生器对1807a-1807b，1809a-1809b和1811a-1811b的输出，其在一些实施例中生成诸如上述修改的埃尔米特(hermite)多项式的信号，并基于输入符号的幅度值对它们进行加权。这提供2n加权或调制信号，每个信号携带最初来自收入数据流1801的数据的一部分，并且用升余弦滤波器代替调制i和q对(1806a-1806b，1808a-1808b和1810a-1810b)中的每个符号，如现有技术的qam系统所做的那样。在所示实施例中，使用三个信号sh0，sh1和sh2，它们分别对应于h0，h1和h2的修改，但应该理解，在其他实施例中可以使用不同的信号。加权信号不是子载波，而是调制载波的子层，并且使用求和器1812和1816在频率和时间上组合、叠加加权信号，由于信号正交性，在i维度和q维度中的每一个中没有相互干扰。求和器1812和1816用作信号组合器以产生复合信号1813和1817。加权正交信号用于i和q信道，它们已由系统1800等效地处理，并在传输qam信号之前求和。因此，尽管使用了新的正交函数，但是一些实施例另外使用qam进行传输。由于时域中信号的逐渐变弱，如图16a至16k所示，加权信号的时域波形将被限制在符号的持续时间内。此外，由于特殊信号和频域的逐渐变弱，信号也将被限制在频域，从而将具有信号和相邻信道的接口最小化。使用数模转换器1814和1818将复合信号1813和1817转换为模拟信号1815和1819，然后使用调制器1821将复合信号1813和1817用于以本地振荡器(lo)1820的频率调制载波信号。调制器1821包括分别耦合到dac1814和dac1818的混频器1822和混频器1824。90度移相器1823将来自lo1820的信号转换为载波信号的q分量。混频器1822和混频器1824的输出在求和器1825中求和以产生输出信号1826。mlo可以与各种传输介质一起使用，例如有线、光学和无线，并且可以与qam结合使用。这是因为mlo使用各种信号的频谱叠加，而不是频谱叠加。通过将可用频谱资源扩展到多个层，带宽利用率可以以数量级增加。在现有技术中，正交信号的数量从2，余弦和正弦，增加到由用于产生正交多项式的发生器的精度限制和抖动限制所限制的数量。以这种方式，mlo将qam的i和q维度中的每一个扩展到任何多址技术，例如gsm、码分多址(cdma)、宽带cdma(wcdma)、高速下行链路分组接入(hspda)、演进-数据优化(ev-do)、正交频分多路复用(ofdm)、全球微波接入互操作性(wimax)和长期演进(lte)系统。mlo还可以与其他多址(ma)方案结合使用，例如频分双工(fdd)、时分双工(tdd)、频分多址(fdma)和时分多址(tdma)。在相同频带上叠加各个正交信号允许创建比物理带宽更宽的虚拟带宽，从而为信号处理增加新的维度。此调制适用于双绞线、电缆、光纤、卫星、广播、自由空间光学器件和所有类型的无线接入。该方法和系统与许多当前和未来的多址系统兼容，包括ev-do，umb，wimax，wcdma(有或没有)，多介质广播多播服务(mbms)/多输入多输出(mimo)，hspa演进，和lte。现在请参考图19，示出了mlo解调器1900，但是应该理解，术语mlo和所示系统1900是实施例的示例。调制器1900将mlo信号1126作为输入，其可以类似于来自系统1800的输出信号1826。同步器1927提取相位信息，其被输入到本地振荡器1920以保持相干性，使得调制器1921可以产生基带到模拟i信号1915和q信号1919。调制器1921包括混频器1922和混频器1924，它们通过90度移相器1923耦合到ol1920。i信号1915被输入到信号滤波器1907a，1909a和1911a中的每一个，并且q信号1919被输入到信号滤波器1907b，1909b和1911b中的每一个。由于正交函数是已知的，因此可以使用相关技术或其他技术来分开它们以恢复调制数据。可以从已经在每个符号内求和的叠加函数中提取i信号1915和q信号1919的每一个中的信息，因为函数在相关意义上是正交的。在一些实施例中，信号滤波器1907a-1907b，1909a-1909b和1911a-1911b使用本地生成的多项式的复制作为匹配滤波器中的已知信号。匹配滤波器的输出是恢复的数据比特，例如，系统1900的qam符号1906a-1906b，1908a-1908b和1910a-1910b的等效。信号滤波器1907a-1907b，1909a-1909b和1911a-1911b产生2n个n、i信号和q信号对的流，它们被输入解调器1928-1933。解调器1928-1933在它们各自的输入信号上将能量积分，以确定qam符号的值，并因此确定由所确定的符号表示的逻辑1和0数据比特流段。然后，将解调器1928-1933的输出输入到多路复用器(mux)1905a-1905c，以产生数据流1903a-1903c。如果系统1900正在解调来自系统1800的信号，则数据流1903a-1903c对应于数据流1803a-1803c。数据流1903a-1903c被mux1904多路复用以产生数据输出流1901。总之，mlo信号在发射器上叠加(堆叠)在彼此之上并在接收器上分离。可以通过实现信号之间的正交的方式将mlo与cdma或ofdm区分开。mlo信号在时域和频域中相互正交，并且可以在相同的符号时间带宽积中叠加。通过叠加信号的相关特性，例如最小平方和，获得正交性。相比之下，cdma使用时域中的信号的正交交织或正交位移，而ofdm使用频域中的信号的正交位移。通过向多个用户分配相同的信道，可以增加信道的带宽效率。如果将各个用户信息映射到特殊的正交函数，则这是可行的。cdma系统叠加多个用户信息并查看时间符号间正交码序列以区分各个用户，并且ofdm向每个用户分配唯一信号,但未被叠加的信号仅在频域中正交。cdma和ofdm都不会提高带宽效率。当信号具有低信噪比(snr)时，cdma使用比传输数据所需的带宽更多的带宽。ofdm在许多子载波上扩散数据，以在多路径射频环境中实现卓越的性能。ofdm使用循环前缀ofdm来减轻多路径效应和保护时间以最小化符号间干扰(isi)，并且机械地使每个信道表现得似乎传输的波形是正交的。(频域中每个子载波的同步功能。)相反，mlo使用一组函数，其有效地形成字母表，其在相同带宽中提供更多可用信道，从而实现高带宽效率。mlo的一些实施例不需要使用循环前缀或保护时间，并因此在频谱效率、峰值平均功率比、功耗方面优于ofdm，并且每比特需要更少的操作。另外，mlo的实施例比cdma和ofdm系统更能容忍放大器非线性。图20示出了mlo发射器系统2000的一个实施例，其接收输入数据流2001。系统2000表示了调制器/控制器2001，其结合了等效于如图8所示的系统1800的demux1804、qam符号映射器1805a-1805c、函数发生器1807a-1807b，1809a-1809b和1811a-1811b，以及求和器1818和求和器1816的功能。然而，应该理解，调制器/控制器2001可以使用比系统1800所示的三个更多或更少量的信号。调制器/控制器2001可以包括专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)和/或其他部件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(ic)芯片中。调制器/控制器2001被耦合到dac2004和dac2007，分别传送10比特i信号2002和10比特q信号2005。在一些实施例中，i信号2002和q信号2005对应于系统1800的复合信号1813和复合信号1817。然而，应该理解，i信号2002和q信号2005的10比特容量仅仅代表实施例。如图所示，调制器/控制器2001还分别使用控制信号2003和控制信号2006来控制dac2004和dac2007。在一些实施例中，dac2004和dac2007各自包括ad5433，互补金属氧化物半导体(cmos)10比特电流输出dac。在一些实施例中，将多个控制信号发送到dac2004和dac2007中的每一个。dac2004和dac2007将模拟信号1815和1819输出到正交调制器1821，其耦合到lo1820。调制器1820的输出被示为耦合到发射器2008以无线地传输数据，但是在一些实施例中，调制器1821可以耦合到光纤调制解调器、双绞线、同轴电缆或其他合适的传输介质。图21示出了能够接收和解调来自系统2000的信号的mlo接收器系统2100的一个实施例。系统2100从接收器2108接收输入信号，接收器2108可以包括输入介质，例如rf、有线或光学介质。由lo1920驱动的调制器1921将输入信号转换为基带i信号1915和基带q信号1919。i信号1915和q信号1919被输入到模数转换器(adc)2109。adc2109将10比特信号2110输出到解调器/控制器2101并从解调器/控制器2101接收控制信号2112。解调器/控制器2101可以包括专用集成电路(asic)、现场可编程门阵列(fpga)和/或其他部件，无论是分立电路元件还是集成到单个集成电路(ic)芯片中。解调器/控制器2101将所接收的信号与所使用的信号集的本地生成的复制相关联，以执行解调并识别所发送的符号。解调器/控制器2101还估计频率误差并恢复数据时钟，该数据时钟用于从adc2109读取数据。使用控制信号2112将时钟时序发送回adc2109，使得adc2109能够分割数字i信号1915和q信号1919。在一些实施例中，解调器/控制器2101将多个控制信号发送到adc2109。解调器/控制器2101还输出数据信号1901。hermite多项式是经典正交多项式序列，其是量子谐振子的本征态。基于hermite多项式的信号具有上述的最小时间带宽积的特性，并且可以用于mlo系统的实施例。然而，应该理解，也可以使用其他信号，例如正交多项式，例如雅可比(jacobi)多项式、盖根堡(gegenbauer)多项式、勒让德(legendre)多项式、切比雪夫(chebyshev)多项式和拉盖尔(laguerre)多项式。q函数是另一类函数，可用作用于mlo信号的基础。在量子力学中，相干态是量子谐振子的状态，其动力学特性最接近于经典谐振子系统的振荡行为。压缩相干态是量子力学希尔伯特(hilbert)空间的任何状态，使得不确定性原理是饱和的。也就是说，相应的两个运算符的乘积取其最小值。在mlo系统的实施例中，运算符对应于时域和频域，其中信号的时间带宽积被最小化。信号的压缩特性允许同时在时域和频域中缩放，而不会丢失每层中的信号之间的相互正交性。此特性使得可以在各种通信系统中灵活实施mlo系统。因为具有不同阶数的信号是相互正交的，所以它们可以被重叠以增加通信信道的频谱效率。例如，当n＝0时，最佳基带信号将具有1/2的时间带宽积，这是用于避免isi的奈奎斯特(nyquist)-符号间干扰(isi)准则。然而，可以叠加具有3/2,5/2,7/2和更高的时间带宽积的信号以提高频谱效率。mlo系统的一个实施例使用基于修改的hermite多项式4n的函数，并且由以下定义：其中t是时间，以及ξ是带宽利用率参数。对于n在0到9范围内的ψn的绘图以及它们的傅立叶(fourier)变换(幅度平方)，示于图5a-图5k中。可以通过积分来验证函数的不同阶数的正交性：∫∫ψn(t，ξ)ψm(t，ξ)dtdξhermite多项式由围道积分定义：围道包围原点并沿逆时针方向移动。hermite多项式在georgearfken的用于物理学家的数学方法(mathematicalmethodsforphysicists)中进行了描述，例如在416页，其公开内容通过引用并入本文中。图22a-22k示出了基于修改的hermite多项式ψn的代表性mlo信号及其相应的频谱功率密度，其中n为0至9。图22a示出了曲线2201和2204。绘图2201包括表示相对于时间轴2202和幅度轴2203绘制的ψ0的曲线2227。在绘图2201中可以看出，曲线2227近似于高斯曲线。绘图2204包括表示相对于频率轴2205和功率轴2206绘制的ψ0的功率谱的曲线2237。在绘图2204中可以看出，曲线2237也近似于高斯曲线。使用时域曲线2227的傅里叶变换生成频域曲线2207。轴2202和2205上的时间单位和频率单位被归一化用于基带分析，但应该理解，由于时间和频率单位由傅立叶变换相关，一个域中的期望时间跨度或期望频率跨度决定了另一个域中相应曲线的单位。例如，mlo系统的各种实施例可以使用兆赫兹(mhz)或千兆赫兹(ghz)范围内的符号率和由曲线2227表示的符号的非0持续时间(即，曲线2227高于0的时间段将被压缩到使用期望符号率的倒数计算的适当长度)进行通信。对于兆赫范围内的可用带宽，时域信号的非0持续时间将在微秒范围内。图22b-22j示出了绘图2207-2224，其中时域曲线2228-2236分别代表ψ1到ψ9，以及它们对应的频域曲线2238-2246。如图22a-22j所示，时域绘图中的峰值的数量，无论是正的还是负的，对应于相应频域绘图中的峰值的数量。例如，在图22j的绘图2223中，时域曲线2236具有五个正峰值和五个负峰值。因此，在对应的绘图2224中，频域曲线2246具有十个峰值。图22k示出了叠加图2225和2226，其分别叠加曲线2227-2236和2237-2246。如绘图2225中所示，各种时域曲线具有不同的持续时间。然而，在一些实施例中，时域曲线的非零持续时间具有相似的长度。对于mlo系统，使用的信号的数量表示叠加的数量和频谱效率的提高。应该理解的是，尽管在图22a-22k中公开了十个信号，可以使用更大量或更少量的信号，并且此外，可以使用不同的信号集而不是绘制的ψn信号。在调制层中使用的mlo信号具有最小时间带宽积，其能够提高频谱效率，并且是二次可积分的。这是通过叠加多个解多路复用的并行数据流，在同一带宽内同时传输它们来实现的。在接收器处成功分离叠加的数据流的关键是在每个符号周期内使用的信号是相互正交的。mlo在单个符号周期内叠加正交信号。这种正交性可防止isi和载波间干扰(ici)。因为mlo在信号处理的基带层中工作，并且一些实施例使用qam架构，所以用于优化到协议栈的其他层的空中接口或无线段的传统无线技术也将与mlo一起工作。诸如信道分集、信道均衡、纠错编码、扩频、交织和空时编码的技术适用于mlo。例如，使用多路径减轻瑞克接收器的时间分集也可以与mlo一起使用。当信道条件仅适用于低阶qam时，例如在衰落信道中，mlo为高阶qam提供了可替代方案。mlo还可以与cdma一起使用，以通过克服cdma的沃尔什(walsh)码限制来扩展正交信道的数量。mlo还可以应用于ofdm信号中的每个单音(tone)，以提高ofdm系统的频谱效率。mlo系统的实施例对符号包络进行幅度调制以创建子包络而不是子载波。对于数据编码，根据n-qam独立地调制每个子包络，导致每个子包络独立地承载信息，不同于ofdm。不像在ofdm中那样在许多子载波上扩展(spread)信息，而是对于mlo，载波的每个子包络携带单独的信息。由于相对于其持续时间和/或频谱上的平方和定义的子包络的正交性，可以恢复该信息。如cdma所需的脉冲串同步或时间码同步不是问题，因为mlo在符号级之外是透明的。mlo解决了符号的修改，但由于cdma和tdma是随时间推移的多个符号序列的扩展技术。mlo可与cdma和tdma一起使用。图23示出了时域中和频域中的mlo信号宽度的比较。信号sh0-sh3的时域包络表示2301-2303被示为全部具有持续时间ts。sh0-sh3可以表示psi0-psi2，或者可以是其他信号。相应的频域包络表示分别为2305-2307。sh0具有带宽bw，sh1具有三倍bw的带宽，sh2具有5bw的带宽，这是sh0的带宽的五倍。mlo系统使用的带宽将至少部分地由所使用的任何信号的最宽带宽确定。如果每个层在相同的时间窗口内仅使用单个信号类型，则频谱将不会被充分利用，因为较低阶信号将使用比高阶信号所使用的更少的可用带宽。图24示出了mlo信号的频谱对准，其考虑了信号的不同带宽，并且使用sh0-sh3使频谱使用更均匀。块2401-2404是具有多个子载波的ofdm信号的频域块。扩展块2403以显示进一步的细节。块2403包括由多个sh0包络2403a-2403o组成的第一层2403x。sh1包络2403p-2403t的第二层2403y具有如第一层的三分之一的包络数。在所示的示例中，第一层2403x具有15个sh0包络，和第二层2403y具有5个sh1包络。这是因为，由于sh1带宽包络宽度是sh0的带宽的三倍，因此15个sh0包络与5个sh1包络占据相同的频谱宽度。块2403的第三层2403z包括三个sh2包络2403u-2403w，因为sh2包络是sh0包络的宽度的五倍。这种实现的总所需带宽是mlo信号的带宽的最小公倍数的倍数。在所示的示例中，sh0，sh1和sh2所需的带宽的最小公倍数是15bw，其是频域中的块。ofdm-mlo信号可以具有多个块，并且该示出的实现的频谱效率与(15+5+3)/15成比例。图25示出了mlo信号的另一光谱对准，其可替代地用于图25中所示的对准方案。在图25所示的实施例中，ofdm-mlo实现堆叠sh0，sh1和sh2的频谱，使得每层中的频谱被均匀地利用。层2500a包括包络2501a-2501d，其包括sh0和sh2包络。类似地，层2500c包括包络2503a-2503d，其包括sh0和sh2包络两者。然而，包括包络2502a-2502d的层2500b仅包括sh1包络。使用上述包络尺寸的比率，可以容易地看出bw+5bw＝3bw+3bw。因此，对于层2500a中的每个sh0包络，在层250c中也存在一个sh2包络，并且在层2500b中存在两个sh1包络。三种情景比较：1)具有3层的mlo定义为：(当前的fpga实现使用[-6,6]的截断间隔。)2)使用矩形脉冲的传统方案3)使用具有滚降系数为0.5的平方根升余弦(srrc)脉冲的传统方案对于mlo脉冲和srrc脉冲，截断间隔在下图中由[-t1，t1]表示。为了简单起见，我们使用了上面定义的mlo脉冲，其可以很容易地及时缩放以获得所需的时间间隔(比如微秒或纳秒)。对于srrc脉冲，我们修正[-3t，3t]的截断间隔，其中t是对于本文档中呈现的所有结果的符号持续时间。带宽效率x-db有界功率谱密度带宽被定义为最小频率间隔，在此之外，功率谱密度(psd)比psd的最大值低xdb。x-db可以被认为是带外衰减。带宽效率以每赫兹每秒的符号表示。每赫兹每秒比特数可以通过将每赫兹每秒的符号乘以每个符号的比特数(即，与m-aryqam的log2m相乘)来获得。mlo脉冲的截断引入了层间干扰(ili)。然而，[-6,6]的截断间隔产生可忽略不计的ili，而[-4,4]导致轻微的可耐受ili。可以通过允许符号间干扰(isi)来增强mlo的带宽效率。为了实现这种增强，可以设计发射器侧参数以及开发接收器侧检测算法和实施误差性能评估。现在参考图26，示出了mlo内的每个层sh0-sh2的功率谱密度以及组合的三层mlo的功率谱密度。2602示出了sh0层的功率谱密度；2604示出sh1层的功率谱密度；2606示出了sh2层的功率谱密度，以及，2608示出了每层的组合的功率谱密度。现在参考图27，示出了对数标度中每个层的功率谱密度以及组合的三层的功率谱密度。2702表示sh0层。2704表示sh1层。2706表示sh2层。2708表示组合层。现在请参考图28，示出了带宽效率与带外衰减(x-db)的比较，其中量子级叠加脉冲截断间隔是[-6,6]并且符号率是1/6。还请参考图29，示出了带宽效率与带外衰减(x-db)的比较，其中量子级叠加脉冲截断间隔是[-6,6]并且符号率是1/4。qlo信号由物理学家的特殊的hermite函数生成：请注意，初始硬件实现正在使用并与其部分保持一致，用于与频谱效率相关的所有图。假设组合qlo信号的低通等效功率谱密度(psd)为x(f)，以及其带宽为b。这里，带宽由以下标准之一定义。以dbc为单位的aclr1(第一邻道泄漏比)等于：以dbc为单位的aclr2(第一邻道泄漏比)等于：带外功率与总功率比是：dbc/100khz的带边psd等于：现在请参考图30，示出了对于平方根升余弦方案和多层叠加方案使用aclr1和aclr2的性能比较。线3002示出了使用aclr1的平方根升余弦3002和使用aclr1的mlo3004的性能。另外，示出了使用aclr2的平方根升余弦3006与使用aclr2的mlo3008之间的比较。表a示出了使用aclr进行的性能比较。表a现在请参考图31，示出了使用带外功率的平方根升余弦3102和mlo3104之间的性能比较。现在还请参考表b，示出了使用带外功率的性能的更详细比较。表3：使用带外功率的性能比较表b现在请参考图32，示出了使用带边psd的平方根升余弦3202和多级叠加3204之间的性能比较。表c中提供了性能比较的更详细说明。表4：使用带边缘psd的性能比较表c现在请参考图33和图34，更具体地示出了发射子系统(图33)和接收器子系统(图34)。收发器使用商业上的现成产品提供的基本构建块实现。调制、解调和特殊hermite相关和去相关在fpga板上实施。接收器3400处的fpga板3402估计频率误差并恢复数据时钟(以及数据)，其用于从模数(adc)板3406读取数据。fgba板3400还分段数字i信道和数字q信道。在发射器侧3300，fpga板3302实现特殊的hermite相关qam信号以及必要的控制信号以控制数模(dac)板3304产生模拟i&q基带信道，用于随后在直接转换四路调制器3306内的上变频。直接转换四路调制器3306从振荡器3308接收振荡器信号。adc3406从四路解调器3408接收i信号&q信号，四路解调器3408接收来自3410的振荡器信号。由于通信将在短距离内发生，因此不使用发射器中的功率放大器和接收器中的lna。选择2.4ghz-2.5ghz(ism频带)的频带，但是可以使用任何感兴趣的频带。mimo使用分集来实现一些增量频谱效率。来自天线的每个信号用作独立的正交信道。对于qlo，频谱效率的增益来自符号内，并且每个qlo信号充当独立信道，因为它们在任何排列中都彼此正交。但是，由于qlo是在协议栈(物理层)的底部实施的，因此协议的更高级别(即传输)的任何技术都可以与qlo一起使用。因此，可以使用具有qlo的所有传统技术。这包括rake接收器和均衡器，用于对抗衰落，循环前缀插入以对抗时间扩散，以及使用波束成形和mimo的所有其他技术，以进一步提高频谱效率。当考虑实际无线通信系统的频谱效率时，由于可能不同的实际带宽定义(以及和实际传输信号的不严格带限性质)，以下方法将更合适。现在请参考图35，考虑等效离散时间系统，并获得该系统的香农(shanon)容量(将由cd表示)。关于离散时间系统，例如，对于awgn中的传统qam系统，该系统将是：y[n]＝ax[n]+w[n]其中a是表示信道增益和幅度缩放的标量，x[n]是具有单位平均能量的输入信号(qam符号)(缩放嵌入在a中)，y[n]是解调器(匹配滤波器)输出符号,和指标n是离散时间指标。相应的香农容量是：cd＝log2(1+|a|2/σ2)其中σ2是噪声方差(在复杂维度),和|a|2/σ2是离散时间系统的snr。第二，基于所采用的带宽定义(例如，由带外功率-40dbc定义的带宽)来计算带宽w。如果对应于离散时间内的样本的符号持续时间(或传输cd比特所需的时间)为t，则可以获得频谱效率为：c/w＝cd/(tw)bps/hz在awgn信道中的离散时间系统中，使用turbo或类似代码将使性能非常接近香农极限cd。无论使用何种脉冲形状，在离散时域中的这种性能都是相同的。例如，使用srrc(平方根升余弦)脉冲或矩形脉冲给出相同的cd(或cd/t)。然而，当考虑连续时间实际系统时，srrc的带宽和矩形脉冲将是不同的。对于典型的实际带宽定义，srrc脉冲的带宽将小于矩形脉冲的带宽，并因此srrc将提供更好的频谱效率。换句话说，在awgn信道中的离散时间系统中，几乎用于没有提升的余地。然而，在连续时间实际系统中，在频谱效率方面能存在很大的提升空间。现在请参考图36，示出了mlo、修改的mlo(mmlo)和平方根升余弦(srrc)的psd图(blank)。从图36中的图示，证明了mlo的更好的定位性质。mlo的一个优点是带宽。图36还说明了对相邻信道的干扰将比对mlo的干扰小得多。这将在管理、分配或打包若干信道和系统的频谱资源以及进一步提高整体频谱效率方面提供额外的优势。如果带宽由-40dbc带外功率限定，则mlo和srrc的带宽内psd如图37所示。带宽比约为1.536。因此，在频谱效率方面存在很大的提升空间。修改的mlo系统基于块处理，其中每个块包含n个mlo符号，并且每个mlo符号具有l个层。mmlo可以被转换成具有不同信道snr的并行(虚拟)正交信道，如图38所示。输出提供mmlo的等效离散时间并行正交信道。请注意，通过并行正交信道转换解决了mlo的脉冲重叠导致的符号间干扰。作为示例，图39示出了具有三层和每块40个符号的mmlo的并行正交虚拟信道的功率增益。图39示出了具有三层并且tsim＝3的mmlo的并行正交信道的信道功率增益。通过应用水注入解决方案，可以获得跨正交信道的最佳功率分布以获得固定的传输功率。第k个正交信道上的传输功率由pk表示。那么mmlo的离散时间容量可以由下式给出：每块比特请注意，k取决于mlo层的数量、每个块的mlo符号的数量和mlo符号持续时间。对于由[-t1，t1]和符号持续时间tmlo定义的mlo脉冲持续时间，mmlo块长度为：tblock＝(n-1)tmlo+2t1假设基于所采用的带宽定义(aclr、obp或其他)的mmlo信号的带宽是wmmlo，那么mmlo的实际频谱效率由下式给出：图40-41显示了mmlo的频谱效率比较，其中每块n＝40个符号，l＝3层，tmlo＝3，t1＝8，和srrc的持续时间为[-8t，8t]，t＝1，并且滚降系数β＝0.22，信噪比snr为5db。使用基于aclr1(第一相邻信道泄漏功率比)和obp(带外功率)的两个带宽定义。图42-43示出了l＝4层的mmlo的频谱效率比较。对于特定带宽定义的mmlo的频谱效率和增益如下表所示。表d表e现在请参考图44和图45，提供了低通等效mmlo发射器(图44)和接收器(图45)的基本框图。低通等效mmlo发射器4400在基于块的发射器处理4404处接收多个输入信号4402。发射器处理将信号输出到产生i&q输出的sh(l-1)块4406。然后，这些信号在组合电路4408处组合在一起以进行传输。在基带接收器(图45)4500内，接收的信号被分离并应用于一系列匹配滤波器4502。然后，匹配滤波器的输出被提供给基于块的接收器处理块4504，以产生各种输出流。考虑n个mlo符号的块，其中每个mlo符号承载来自l层的l个符号。然后块中有nl符号。定义c(m,n)＝由第m个mlo层在第n个mlo符号处发送的符号。将块的所有nl符号写为列向量，如下所示：c＝[c(0,0),c(1,0),…,c(l-1,0),c(0,1),c(1,1),…,c(l-1,1),……,c(l-1,n-1)]t。然后，由长度为nl的列向量y定义的awgn信道中的用于发射块的接收器匹配的滤波器的输出可以给出为y＝hc+n，其中h是表示等效mlo信道的nlxnl矩阵，并且n是相关的高斯噪声矢量。通过将svd应用于h，我们有h＝udvh，其中d是包含奇异值的对角矩阵。使用v的发射器侧处理、和接收器侧处理uh，提供具有nl并行正交信道的等效系统(即，y＝hvc+n和uhy＝dc+uhn)。这些并行信道增益由d的对角线元素给出。可以计算这些并行信道的信道snr。请注意，通过基于发射块和接收块的处理，我们获得了并行正交信道，并因此解决了isi问题。由于这些并行信道的信道snr不相同，我们可以应用最佳注水解决方案，在给定固定总传输功率的情况下计算每个信道上的传输功率。使用此传输功率和相应的信道snr，我们可以计算上一份报告中给出的等效系统的容量。衰落干扰、多路径干扰和多小区干扰的问题用于抵消传统系统中的信道衰落(例如，分集技术)的技术也可以应用于mmlo。对于缓慢变化的多路径分集信道，如果可以反馈回信道脉冲响应，则可以将其合并到上述等效系统中，通过该系统可以联合地寻址信道诱导的isi和有意引入的mmloisi。对于快速时变信道或当不可能进行信道反馈时，需要在接收器上执行信道均衡。可以应用基于块的频域均衡，并且需要过采样。如果我们考虑用于mmlo和传统系统的相同的相邻信道功率泄漏，则相邻小区的干扰功率对于两个系统将大致相同。如果需要干扰消除技术，也可以开发他们以用于mmlo。范围和系统描述该报告示出了具有各种符号间干扰水平的、在加性白高斯噪声信道中的mlo信号的符号错误概率(或符号错误率)性能。作为参考，还包括没有isi的传统qam的性能。对于mlo和传统qam的所有层，考虑相同的qam大小。mlo信号由物理学家的特殊的hermite函数生成：其中hn(αt)是n阶hermite多项式。请注意，实验室设置中使用的函数对应于并且为了保持一致性，在本报告中使用使用对应于n＝0～2,0～3或0～9的具有3层、4层或10层的mlo信号，并且在上述函数中脉冲持续时间(t的范围)为[-8,8]。考虑具有完美同步的awgn信道。接收器由匹配滤波器和传统检测器组成，没有任何干扰消除，即匹配滤波器输出端的qam限幅。其中tp是脉冲持续时间(在所考虑的设置中为16)，tsym是每个mlo层中的符号率的倒数。所考虑的案例列于下表中。脉冲重叠的％tsymtp0％161612.5％141618.75％131625％121637.5％101643.75％91650％81656.25％71662.5％61675％416表f调制中使用的信号的推导为此，以接近量子力学形式的复杂形式表达信号振幅s(t)将是方便的。因此，复杂信号可表示为：ψ(t)＝s(t)+jσ(t)其中s(t)≡实信号σ(t)＝虚信号(正交)其中s(t)和σ(t)是彼此的希尔伯特变换，并且因为σ(t)是s(t)的正交，所以它们具有相似的光谱分量。也就是说，如果它们是声波的振幅，那么耳朵就无法将一种形式与另一种形式区分开。让我们还如下定义傅里叶变换对：ψ*(t)ψ(t)＝[s(t)]2+[σ(t)]2+···≡信号功率我们还将所有时刻归一化为m0：然后，矩量如下：通常，可以认为信号s(t)由阶数n的多项式表示，以接近地拟合到s(t)并且使用多项式的系数作为数据的表示。这相当于指定多项式，使得其第一个n“矩量”mj将代表数据的方式。也就是说，我们可以使用矩量来代替多项式的系数。另一种方法是根据一组n个正交函数φk(t)而不是时间的幂来扩展信号s(t)。在这里，我们可以将数据视为正交扩展的系数。一类这样的正交函数是正弦和余弦函数(如傅里叶级数)。因此，我们现在可以使用正交函数ψ来表示上述矩量，具有以下矩量：类似地，如果我们没有使用复杂的信号，那么：为了表示从时域到频域的平均值，替换：这些相当于量子力学中有些神秘的规则，其中经典动量成为运算符：因此，使用上述替换，我们有：和：我们现在可以将有效持续时间和有效带宽定义为：时间方面频率方面但我们知道：如果我们进行以下替换，我们可以简化：我们也知道：(δt)2(δf)2＝(δtδf)2因此：现在不是而是我们有兴趣迫使等式成立，并看看哪些信号满足等式。给定固定带宽δf，最有效的传输是最小化时间带宽积的传输。对于给定带宽δf，在最小时间内最小化传输的信号将是高斯包络。但是，我们经常给出的不是有效带宽，而是总带宽f2-f1。现在，在最短的有效时间内可以通过该通道传输的信号形状是什么，以及有效持续时间是多少？其中φ(f)在范围f2-f1之外为零。为了进行最小化，我们将使用变化的微积分(拉格朗日乘数技术)。请注意，分母是常数，并且因此我们只需要将分子最小化为：第一项第二项两项这在且仅在以下情况下才有可能：对此的解决方案就是这种形式：现在，如果我们要求波在无限远处消失，但仍然满足最小时间带宽积：然后我们得到谐振子的波动方程：只有在以下情况下才会在无穷远处消失：λ＝α(2n+1)其中hn(τ)是hermit函数，并且：所以hermit函数hn(τ)占据1/2,3/2,5/2的信息块.......以1/2作为最小信息量子。挤压状态这里，我们将使用狄拉克代数的量子力学方法以最一般化的形式导出完整的本征函数。我们首先定义以下运算符：[b,b+]＝1a＝λb-μb+a+＝λb+-μb现在我们准备将δx和δp定义为：现在让参数化不同，而不是两个变量λ和μ，我们只使用一个变量ξ如下：λ＝sinhξμ＝coshξλ+μ＝eξλ-μ＝-e-ξ现在挤压情况的本征状态是：b|β>＝β|β>(λa+μa+)|β>＝β|β>b＝uau+u+(ξ)au(ξ)＝acoshξ-a+sinhξu+(ξ)a+u(ξ)＝a+coshξ-asinhξ我们现在可以考虑压缩运算符：|α,ξ>＝u(ξ)d(α)|0>对于分布p(n)，我们将有：p(n)＝|<n||β,ξ>|2因此最终结果是：自由空间通信其中上文所述的光学角动量处理和多层叠加调制技术在光学网络框架内证明是有用的另外配置与自由空间光学通信一起使用。自由空间光学系统提供了许多优于传统的基于uhf射频的系统的优点，包括改善系统之间的隔离、接收器/发射器的尺寸和成本、缺乏射频许可法律，以及将空间、照明和通信结合到一起同一系统。现在请参考图46，示出了自由空间通信系统的操作的示例。自由空间通信系统利用自由空间光学发射器4602，其将光束4606发送到自由空间光学接收器4604。光纤网络和自由空间光学器件网络之间的主要区别在于信息光束是通过自由空间传输而不是通过光缆传输。这导致许多链路困难，这将在下面更全面地讨论。自由空间光学是一种视线技术，其使用不可见光束来提供光学带宽连接，其可以在发射器4602和接收器4604之间发送和接收高达2.5gbps的数据、语音和视频通信。除了不使用光纤电缆外，自由空间光学器件使用与光纤相同的概念。自由空间光学系统在红外(ir)光谱内提供光束4606，其位于光谱的低端。具体地，光学信号在波长方面在300千兆赫兹至1兆赫兹的范围内。目前存在的自由空间光学系统可以在远达2.5千米的距离处提供高达10千兆比特/秒的数据速率。在太空，自由空间光学通信的通信范围目前在几千千米的数量级，但有可能使用光学望远镜作为扩束器来桥接数百万公里的行星际距离。2013年1月，美国宇航局使用激光将蒙娜丽莎的图像发送到大约240,000英里外的月球勘测轨道器。为了补偿大气干扰，实施了类似于光盘内使用的纠错码算法。用于光学通信的距离记录涉及空间探测器对激光的检测和发射。通过messenger航天器上的水星激光测高仪仪器建立了对于通信的双向距离记录。这种红外二极管钕激光器(其被设计为用于水星轨道飞行任务的激光测高仪)能够在2005年5月飞行中接近地球时，在跨越大约15,000,000英里(24,000,000千米)的距离内进行通信。之前的记录的设置是，当1992年由出站探测器从600万千米处看到两个地面激光器时，由伽利略探测器单向探测来自地球的激光。研究人员使用基于白色led的空间照明系统进行室内局域网通信。现在请参考图47，示出了根据本公开的使用轨道角动量和多级叠加调制的自由空间光学系统的框图。oam扭转信号除了通过光纤传输之外，还可以使用自由光学器件传输。在这种情况下，在每个fso收发器4704中的发送电路4702内生成传输信号。自由空间光学技术基于fso的光学无线单元之间的连接，每个光学无线单元包括光学收发器4704，其具有发射器4702和接收器4706以提供全双工开路对和双向闭合配对性能。每个光学无线收发器单元4704另外包括光源4708加上透镜或望远镜4710，用于将光通过大气传输到接收信息的另一个透镜4710。此时，接收透镜或望远镜4710经由光纤4712连接到高灵敏度接收器4706。发射状态的收发器4704a和接收状态的收发器4704b必须具有到彼此的视线。树木、建筑物、动物和大气条件都会阻碍这种通信介质所需的视线。由于视线是如此关键，一些系统利用光束发散或漫射光束方法，其涉及容纳大量视线干扰、而不会对整体信号质量产生显著影响的大视场。该系统还可以配备有自动跟踪机构4714，该自动跟踪机构4714将紧密聚焦的光束保持在接收收发器3404b上，即使当收发器安装在高大的建筑物或其他摇摆的结构上时也是如此。与光源4708一起使用的调制光源通常是激光器或发光二极管(led)，其提供确定系统的所有发射器性能的传输的光学信号。只有接收器4706内的检测器灵敏度在整个系统性能中起着同样重要的作用。出于电信目的，只有能够以每秒20兆比特调制到每秒2.5千兆比特的激光才能满足当前的市场需求。另外，设备如何被调制以及产生多少调制功率对于设备的选择都是重要的。780nm-850nm和1520nm-1600nm谱带中的激光器满足频率要求。市售的fso系统在750nm和1600nm之间的近红外(ir)波长范围内操作，开发一个或两个系统以在10,000nm的红外波长下操作。在整个可见光波长和近红外波长范围内，光能穿过大气时的物理性质和传输性质是相似的，但有几个因素影响为特定的系统选择哪些波长。大气在可见光波长中和近红外波长中被认为是高度透明的。然而，某些波长或波长带可能经历严重的吸收。在近红外波长中，即使在晴朗的天气条件下，吸收主要是响应于作为大气的固有部分的水颗粒(即水分)而发生的。在700nm-10,000nm波长范围内有几个传输窗口几乎是透明的(即，每千米具有小于0.2db的衰减)。这些波长位于特定的中心波长附近，具有被设计为在780nm-850nm和1520nm-1600nm的窗口内工作的大多数自由空间光学系统。780nm-850nm范围内的波长适于自由空间光学器件操作，并且更高功率的激光源可以在该范围内操作。在780nm处，可以使用廉价的cd激光器，但是这些激光器的平均寿命可能是个问题。这些问题可以通过以激光器的最大额定输出功率的一小部分运行激光器来解决，这将大大延长它们的寿命。在大约850nm处，光源4708可以包括便宜的、高性能的发射器和检测器部件，它们易于获得并且通常用在网络传输设备中。可以在光源4708内使用高灵敏度硅(si)雪崩光电二极管(apd)检测器技术和先进的垂直腔发送激光器。vcsel技术可用于780至850nm范围的操作。该技术的可能缺点包括通过使用夜视镜进行光束检测，尽管仍然不可能使用该技术来解调感知的光束。1520-1600nm范围内的波长非常适合于自由空间传输，并且高质量的发射器和检测器部件可容易地在光源块4708内使用。在该波长范围内低衰减和高部件可用性的组合使得波分多路复用(wdm)自由空间光学系统的开发成为可能。然而，与在850nm波长下操作的硅雪崩光电二极管检测器相比，部件通常更昂贵并且检测器通常较不敏感并且具有更小的接收表面积。这些波长与掺铒光纤放大器技术兼容，这对于高功率(大于500毫瓦)和高数据速率(大于2.5千兆字节每秒)系统非常重要。对于相同的眼睛安全分类，在1520-1600nm波长下可以传输的功率是在780-850nm波长下可以传输的功率的50倍到65倍。这些波长的缺点包括不能用夜视审视检测光束。夜视审视是可用于对准通过对准电路4714的光束的一种技术。1类激光器在合理可预见的操作条件下(包括使用光学仪器进行光束内观察)是安全的。1类系统可以无限制地被安装在任何位置。另一种潜在的光源4708包括1m类激光器。1m类激光系统在302.5nm至4000nm的波长范围内工作，这在合理可预见的条件下是安全的，但如果用户在光束路径的某些部分内使用光学仪器则可能是危险的。因此，1m类系统只应被安装在可以防止不安全使用光学辅助设备的地方。可用于光源4708的1类激光器和1m类激光器的各种特征的示例在下面的表g中示出。表g10,000nm波长对于商业自由空间光学领域是相对较新的，并且由于更好的雾传输能力而正在被开发。目前关于这些特征存在相当大的争议，因为它们严重依赖于雾的类型和持续时间。10,000nm波长的部件很少，因为它不常在电信设备中使用。此外，10,000nm的能量不穿透玻璃，因此不适合在窗口后面部署。在这些波长窗口内，fso系统应具有以下特征。该系统应具有在较高功率水平下运行的能力，这对于较长距离的fso系统传输是重要的。该系统应具有提供高速调制的能力，这对于高速fso系统是重要的。该系统应提供小的占用空间和低功耗，这对整个系统的设计和维护是重要的。该系统应具有在宽的温度范围内运行而不会出现性能下降的能力，使得该系统被证明对室外系统有用。此外，平均故障间隔时间应超过10年。目前存在的fso系统通常使用vcsels用于在较短的ir波长范围内操作，而fabry-pérot或分布式反馈激光器用于在较长的ir波长范围内操作。其他几种激光器适用于高性能fso系统。使用轨道角动量处理和多层叠加调制的自由空间光学系统将提供许多优点。该系统非常方便。自由空间光学为最后一英里连接或两座建筑物之间的连接提供无线解决方案。没有必要挖掘或埋设光缆。自由空间光学器件也不需要射频许可证。该系统是可升级的，并且其开放接口支持来自各种供应商的设备。该系统可以部署在窗口后面，无需昂贵的屋顶权利。它也不受射频干扰或饱和的影响。该系统也相当迅速。该系统提供每秒2.5千兆位的数据吞吐量。这为在两个站点之间传输文件提供了充足的带宽。随着文件大小的增加，自由空间光学系统提供了有效传输这些文件所需的带宽。自由空间光学还提供了安全的无线解决方案。使用光谱分析仪或rf仪无法检测激光束。光束是不可见的，这使得很难找到。用于传输数据和接收数据的激光束非常窄。这意味着几乎不可能拦截正在传输的数据。必须在接收器和发射器之间的视线范围内才能完成这种拦截。如果发生这种情况，这将提醒接收站点连接已丢失。因此，自由空间光学系统将需要最小的安全升级。然而，自由空间光学系统存在若干缺点。自由空间光学系统的距离非常有限。目前的工作距离大约在2千米以内。虽然这是一个具有高吞吐量的强大系统，但距离的限制对于全面实施是一个很大的障碍。此外，所有系统都要求在传输过程中始终保持视线。任何障碍，无论是环境还是动物都会阻碍传播。必须设计自由空间光学技术以应对可影响自由空间光学系统性能的大气变化。可能影响自由空间光学系统的是雾。浓雾是自由空间光学系统运行的主要挑战。雨雪对自由空间光学技术影响不大，但雾不同。雾是由水滴组成的蒸汽，其直径仅为几百微米，但可以改变光的特征或通过吸收、散射和反射的组合完全阻碍光的通过。在部署基于自由空间光学的无线产品时，反雾的主要答案是通过网络设计实现，其缩短了fso链接距离并增加了网络冗余。吸收是另一个问题。当陆地大气中的悬浮水分子淬灭光子时会发生吸收。这导致自由空间光学光束的功率密度(衰减)降低，并直接影响系统的可用性。吸收在某些波长处比在其他波长处更容易发生。然而，基于大气条件使用适当的功率和使用空间分集(基于fso的单元内的多个波束)有助于维持所需的网络可用性水平。太阳干扰也是一个问题。自由空间光学系统使用与较大孔径透镜组合的高灵敏度接收器。因此，自然背景光能潜在地干扰自由空间光学信号的接收。对于与强烈太阳光相关联的高水平背景辐射尤其如此。在某些情况下，当太阳位于接收器的视野范围内时，太阳光直射可能导致链接中断几分钟。然而，可以容易地预测接收器最容易受到太阳光直射影响的时间。当无法避免设备的直接暴露时，接收器视野的变窄和/或使用窄带宽滤光器可以改善系统性能。由从玻璃表面反射的太阳光引起的干扰也是可能的。散射问题也可能影响连接的可用性。散射是由当波长与散射体碰撞时引起的。散射体的物理尺寸决定了散射的类型。当散射体小于波长时，这称为瑞利散射。当散射体的尺寸与波长相当时，这称为米氏散射。当散射远大于波长时，这被称为非选择性散射。在散射中，与吸收不同，没有能量损耗，只有能量的方向性重新分布，其可能在较长距离上具有显著降低的光束强度。诸如飞鸟或建筑起重机之类的物理障碍物也可以暂时阻挡单个自由空间光学系统，但这往往仅导致短暂的中断。当障碍物移动时，很容易地并自动地恢复传输。光学无线产品使用多波束(空间分集)来解决临时抽象以及其他大气条件，以提供更高的可用性。建筑物的移动可能扰乱接收器和发射器对准。基于自由空间光学的光学无线产品使用发散光束来保持连通性。当与跟踪机制结合使用时，基于多波束fso的系统提供更高的性能和增强的安装简便性。闪烁是由从地球或诸如加热管的人造装置升起的加热空气引起的，这些装置在不同的空气囊之间产生温度变化。这能导致信号振幅的波动，其导致基于自由空间光学器件的接收器端的“图像跳舞”。这种闪烁的效果被称为“折射湍流”。这主要对光束产生两种影响。光束漂移是由不大于光束的湍流涡旋引起的。光束扩展是光束在大气中传播时的扩展。现在请参考图48a到图48d，为了在光链路内实现更高的数据容量，必须利用多路复用多个数据信道的额外自由度。此外，将两种不同的正交多路复用技术结合使用的能力有显著提高系统性能和增加带宽的潜力。可以利用这些可能性的一种多路复用技术是使用轨道角动量(oam)的模式分割多路复用(mdm)。oam模式是指自由空间光学系统或光纤系统内的激光束，其波前中的相位项为eilφ，其中φ是方位角，和l确定oam值(拓扑电荷)。通常，oam模式具有“甜甜圈状”的环形强度分布。携带不同oam值的多个空间并置激光束彼此正交，并且可用于在相同波长上传输多个独立数据信道。因此，可以显著提高以比特/s/hz表示的系统容量和频谱效率。使用oam的自由空间通信链路可支持100tbits/容量。如图48a至图48d所示的用于实现此的各种技术包括在每个波长上具有多个不同oam值4804的多个光束4802的组合。因此，波束4802包括oam值，oam1和oam4。波束4806包括oam值2和oam值5。最后，波束4808包括oam3值和oam6值。现在请参考图48b，示出了使用具有正oam值4812和负oam值4814的第一组oam值4812的单个波束波长4810。类似地，oam2值可以在相同波长4810上具有正值4816和负值4818。图48c示出了使用具有极化多路复用的oam值的波长4820。波长4820可以具有在其上多路复用的多个oam值4822。通过将左手极化或右手极化应用于oam值，可以进一步增加可用信道的数量。最后，图48d示出了对于具有多个oam值的波长的两组同心环4860,4862。波长分布多路复用(wdm)已广泛用于改善光纤系统内和自由空间通信系统内的光通信容量。oam模式多路复用和wdm相互正交，使得它们可以组合以实现系统容量的显著增加。现在请参考图49，示出了每个wdm信道4902包含许多正交oam波束4904的场景。因此，使用轨道角动量与波分多路复用的组合，可以实现通信链路到容量的显著增强。当前的光学通信架构具有相当大的路由挑战。用于自由空间光学系统的路由协议必须考虑对自由空间光学系统内的光通信的视线要求。因此，必须将自由空间光学网络建模为定向分层随机扇区几何图形，其中传感器经由多跳路径将其数据通过簇头路由到基站。这是一种新的有效的用于局域邻域发现的路由算法，也是一种基站上行链路和下行链路发现算法。路由协议要求每个节点处的顺序olog(n)存储，而不是当前技术和构架中使用的顺序o(n)。当前路由协议基于链路状态、距离矢量、路径矢量，或源路由，并且它们以显著的方式与新的路由技术不同。首先，当前的技术假设一小部分链路是双向的。在所有链路都是单向的自由空间光学网络中并非如此。其次，许多当前协议被设计用于adhoc网络，其中路由协议被设计为支持任何节点对之间的多跳通信。传感器网络的目标是将传感器读数路由到基站。因此，主导流量模式与adhoc网络中的流量模式不同。在传感器网络中，主要使用节点到基站、基站到节点以及本地邻域通信。最近的研究已经考虑了单向链路的影响并且报告了由于各种因素，多达5％到10％的链路和无线adhoc网络是单向的。诸如dsdv和aodv的路由协议使用反向路径技术，隐式忽略此类单向链路，并因此在此方案中不相关。已经设计或修改了诸如dsr、zrp或zrl的其他协议以通过检测单向链路并然后为这样的链路提供双向抽象来适应单向性。现在请参考图50，用于处理单向性的最简单且最有效的解决方案是隧道，其中通过使用返回信道上的双向链路建立隧道来模拟用于单向链路的双向性。隧道还可以通过简单地按下对单向链路上接收的隧道数据包的链路层确认来防止确认数据包的内爆和循环。然而，隧道在大多数几乎不具有单向链路的双向网络中工作良好。在仅使用诸如自由空间光学网络的单向链路的网络内，诸如图50和图51中所示的系统将更适用。单向网络内的节点利用在单个定义的方向上从节点5000发射的定向发射5002。另外，每个节点5000包括全向接收器5004，其可以接收在任何方向上到达节点的信号。而且，如这里和上面所讨论的，节点5000还将包括0log(n)存储5006。因此，每个节点5000仅提供单向通信链路。因此，如图51所示的一系列节点5100可以与任何其他节点5100单向通信，并且通过一系列互连节点将通信从一个台位置(desklocation)转发到另一个台位置。可以将拓扑电荷多路复用到针对线性或圆形极化的波长。在线性极化的情况下，拓扑电荷将在垂直和水平极化上被多路复用。在圆形极化的情况下，拓扑电荷将在左手和右手圆形极化上被多路复用。可以使用诸如图17e所示的螺旋相位板(spp)调节slm上的电压、相位掩模全息图或空间光调制器(slm)，通过调节slm上的电压来创建拓扑电荷，这产生适当变化的折射率从而导致具有特定拓扑电荷的波束的扭转。可以创建不同的拓扑电荷，并将其多路复用在一起，并将其解多路复用为单独的电荷。由于螺旋相位板可以将平面波(l＝0)变换为特定螺旋度(即l＝+1)的扭转波，因此四分之一波片(qwp)可以将线性极化(s＝0)变换为圆形极化(即s＝+1)。可以使用多输入多输出(mimo)来减少串扰和多路径干扰。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)进行校正。拓扑电荷到rf以及自由空间光学器件的实时多路复用提供了冗余和更好的容量。当来自大气扰动或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以实时地在自由空间光学器件之间切换到rf并返回。这种方法仍然在自由空间光学器件和rf信号上使用扭转波。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)或通过在rf和自由空间光学器件之间切换来进行校正。在图52所示的另一实施例中，rf信号和自由空间光学器件都可以在双rf和自由空间光学机构5202内实施。双rf和自由空间光学机构5202包括自由空间光学器件投影部分5204，其传输具有通过多级叠加调制施加到其上的轨道角动量的光波；以及rf部分5206，其包括用于在rf信号5210上传输具有轨道角动量和多层量子级叠加的信息所需的电路。双rf和自由空间光学机构5202可以根据操作条件在自由空间光学信号5208和rf信号5210之间实时多路复用。在某些情况下，自由空间光学信号5208将最适合于传输数据。在其他情况下，自由空间光学信号5208将不可用，并且rf信号5210将最适合于传输数据。双rf和自由空间光学机构5202可以基于可用的操作条件在这两个信号之间实时多路复用。拓扑电荷到rf以及自由空间光学器件的实时多路复用提供了冗余和更好的容量。当来自大气扰动或闪烁的信道损伤影响信息信号时，可以实时地在自由空间光学器件之间切换到rf并返回。这种方法仍然在自由空间光学器件和rf信号上使用扭转波。可以使用控制或导频信道检测大多数信道损伤，并使用算法技术(闭环控制系统)或通过在rf和自由空间光学器件之间切换来进行校正。现在请参考图53，示出了vcsel5302。由于一个vcsel5302位于窗口的外侧而第二个vcsel位于窗口的内侧，因此必须有某种方式用于对准从一个vcsel提供给另一个vcsel的光传输链路。可以实现这种对准的一种方式是通过具有对准孔5304，其位于vcsel5302上的多个位置处。在图53所示的实施例中，对准孔5304位于vcsel5302的每个角落处。这些对准孔5304以图54中所示的方式以将第一vcsel5302a与第二vcsel5302b对准。因此，通过在视觉上对准位于vcsel5302a和vcsel5302b的每个角落处的每个对准孔5304，可以对准vcsel内的光传输电路。不是使用关于图53所示的外部电源输入，而是可以使用如图55所示的其他方法为位于窗口上的vcsel5302供电，图53示出了位于窗口或墙壁内部的vcsel5302和位于窗口或墙壁外部的vcsel5306。电源5308通过某种类型的输入连接直接供给内部vcsel5302。内部vcsel5302内的功率耦合装置5310与外部vcsel5306内的类似功率耦合装置5312耦合。如果vcsel5302和vcsel5304位于透明窗口上，则可以使用光电感器或其他类型的光电耦合器用于功率耦合装置5310和5312。如果vcsel5302和vcsel5304位于不透明墙壁的相对侧，则诸如线圈和医疗设备的电感耦合装置可以用于功率耦合装置5310,5312。以此方式，功率耦合装置5310向功率耦合装置5312供电，以向外部vcsel5306供电。现在请参考图56，其中示出了一个可替代实施例，其中不是使用vcsel用于透过窗口或墙壁传输信号，而是使用喇叭天线或锥形天线用于透过窗口或墙壁传输信号。经由喇叭天线传输的信号被放大以用于传输，以便克服由信号透过窗/壁的传输引起的损耗。该装置提供穿过窗口或墙壁的光学隧道或rf隧道，而不需要钻任何孔。毫米波传输系统5602包括位于窗口或墙壁5606外的外部部分5604和位于墙壁或窗口内的内部部分5608。外部部分5604包括用于向外部源发射和接收信号的天线5610。在一个优选实施例中，天线包括28ghz天线。然而，本领域的技术人员将认识到，可利用其它天线操作带宽。在28ghz环形器5612处处理发射的和接收的信号。环形器5612包括用于在外部部分5604内的三个端口之间切换并且具有良好的隔离的rf开关。在环形器5612内，在端口2处输入的信号在端口3处输出，并且在端口1处输入的信号输出到端口2。因此，由天线5610接收的信号被提供给环形器5612的端口2并输出到端口3。端口3信号被提供给功率放大器5614的输入。类似地，功率放大器5616的输出连接到输入端口1，使得待发射的信号被提供到环形器5612的端口2以供天线5610发射。功率放大器5612增强用于透过窗口或墙壁传输的信号的强度。从功率放大器5614输出的信号被提供给喇叭天线5618。喇叭天线5618将由功率放大器5614提供的rf信号透过窗口或墙壁5606传输到接收喇叭天线5620。喇叭天线可以在从24ghz到e波段的宽频带上发射/接收。在该范围内，利用针对喇叭天线的特定操作频带。这些频带包括但不限于24ghz频带；28ghza1频带；28ghzb1、a3和b2频带；31ghz频带和39ghz频带。喇叭天线也可以具有不同的尺寸以提供例如10db或20db的增益。接收的信号从喇叭天线5620输出到解调器电路5622用于解调。除了从天线5620接收的接收信号之外，解调器5622还接收从锁相环/本地振荡器5624输出的信号。锁相环/本地振荡器5624被控制响应于时钟生成电路5626。解调的信号从解调器5622提供给模数转换器5628以产生数字输出。数字信号经由路由器5632路由到结构内的适当接收方。在路由器5630处从建筑物内部接收待传输的信号。路由器5630向数模转换器5632提供数字信号，数模转换器5632将数字数据信号转换成模拟格式。模拟信号进而由调制器5634调制。调制器5634在时钟产生电路5626的控制下响应于来自锁相环/本地振荡器5624输入来调制信号。使用喇叭天线5636将来自调制器5634的调制信号透过窗口/墙壁5606传输。由喇叭天线5636发射的信号由位于外部的接收喇叭天线5638接收。喇叭天线5638的输出被提供给功率放大器5616的输入，功率放大器5616放大通过环形器5612之后用于从天线5610发射的信号。虽然上面的讨论是关于使用喇叭天线透过窗口/墙壁进行传输，但是锥形天线也可以用于透过窗口或墙壁进行传输。现在请参考图57，示出了发送天线5610和内部部分5608内的接收电路之间的下行链路损耗。该信号以-110dbm接收。接收天线具有45db的增益和2db的损耗。因此，从接收天线5610输出的信号具有-67dbm的强度。环形器5612具有2db损耗，并且来自环形器5612的信号具有-69dbm的强度。功率放大器5614提供27db以将信号升压到-42dbm以用于传输穿过窗口/墙壁。喇叭天线5618提供10dbi的增益以32dbm传输信号。窗口/墙壁提供40db的损耗。接收喇叭天线5620接收-72dbm处的信号，并提供10dbi的增益，以将-62dbm处的接收信号输出到内部电路部件。现在请参考图58，示出了当功率放大器位于窗口/墙壁5606外时的上行链路信号强度。传输信号在到达喇叭天线5636的输入端之前具有18dbm的强度。天线5636提供10dbi的增益以28dbm发射信号。窗口/墙壁5606引起40db的总损耗，使信号强度下降到-12db。喇叭天线5638向信号提供10dbi增益，并以-2dbm输出信号。功率放大器5616提供26db增益以将24dbm的信号输出到环形器5612的端口1输入。功率环形器5612提供进一步的2db损耗以将信号以22dbm输出到天线5610。该信号从具有45db增益和2db损耗的天线5610发射，以提供65dbm的发射信号强度。现在请参考图59，示出了当功率放大器5902位于建筑物内部时的上行链路信号强度。当需要从内部终端传输更多功率时，使用内部功率放大器5902。在输入到功率放大器5902之前，该信号在建筑物内具有18dbm的强度。功率放大器5902提供26db增益以将44dbm的信号传输到喇叭天线5636的输入。喇叭天线5636提供10dbi增益，并且发射54dbm的rf信号。发射的信号透过窗口/墙壁5604经历40db的损耗，这使得在窗口/墙壁5604的外部部分上的信号强度降低到14dbm。接收喇叭天线5638提供10dbi的增益，以将喇叭天线5638的输出的信号强度增加到24dbm，喇叭天线5638的输出被提供到环形器5612的端口1。环形器5612引起2db损耗以将信号强度降低到22dbm。发送天线5610提供45db的进一步增益和2db的损耗，以提供65dbm的发射的输出信号强度。现在请参考图60，示出了当不包括功率放大器时下行链路上的增益和损耗。具有-103dbm强度的信号由天线5610接收。天线5610提供45db的增益和2db的损耗。这在输入到环形器5612的端口2的天线5610的输出端处提供60dbm信号。环形器5612向该信号提供进一步的2db损耗，从而提供来自端口3的-62dbm的信号，该信号再被提供给喇叭天线5618的输入端(其提供20dbi的增益)。具有-42dbm值的信号从喇叭天线5618透过窗口/墙壁5606传输。窗口/墙壁5606向传输的信号提供40db损耗，从而在接收喇叭天线5620处提供-82dbm信号。喇叭天线5620向该信号提供另外20dbi增益，该信号以-62dbm输出到设备的内部5608的剩余电路。现在请参考图61，示出了当不提供功率放大器时上行链路的各个点处的信号强度。发射的信号以18dbm的强度提供到喇叭天线5632的输入端。喇叭天线5632提供20dbi的增益以38dbm透过窗口/墙壁5606输出信号。窗口/墙壁5606对信号造成40db的损耗，使得接收喇叭天线5638接收-2db的信号。接收喇叭天线5638以20dbi的增益将信号升压到18dbm。18dbm信号被输入到环形器5612的端口1。环形器5612对信号造成2db的损耗，该信号通过端口2以60dbm输出。发射天线具有45db的增益和2db的损耗，以引起来自天线的59dbm的传输信号。现在请参考图62，示出了使用喇叭天线的另一可替代实施例，该喇叭天线用于透过窗口或墙壁传输信号。如前所述，毫米波传输系统5602包括位于窗口或墙壁5606外的外部部分5604和位于墙壁或窗口内的内部部分5608。外部部分5604包括用于向外部源发射信号和接收信号的天线5610。在28ghz环形器5612处处理发射的和接收的信号。端口3信号被提供给功率放大器5614的输入端。类似地，功率放大器5616的输出被连接到输入端口1，使得待发射的信号被提供到环形器5612的端口2以供由天线5610发射。从功率放大器5614输出的信号被提供给28ghz喇叭天线5618。喇叭天线5618将从功率放大器5614提供的rf信号透过窗口或墙壁5606传输到接收喇叭天线5620。接收信号从喇叭天线5620输出到调制器电路5622用于解调。除了从天线5620接收信号之外，解调器5622还接收从锁相环/本地振荡器5624输出的信号。锁相环/本地振荡器5624响应于时钟生成电路5626被控制。解调的信号从解调器5622提供给模数转换器5628。数字信号经由路由器5632路由到适当接收方。在路由器5630处从建筑物内部接收要发射的信号。在一个实施例中，这将包括wi-fi路由器。路由器5630向数模转换器5632提供数字信号，该数模转换器5632将信号转换成模拟格式。模拟信号进而由调制器5634调制。调制器5634在时钟产生电路5626的控制下响应于来自锁相环/本地振荡器5624的输入调制信号。通过喇叭天线5636将来自调制器5634的调制信号透过窗口/墙壁5606进行输出。由喇叭天线5636发射的信号或由接收喇叭天线5638接收的信号位于外部。喇叭天线5638的输出被提供给输入功率放大器5616的输入，输入功率放大器5616放大通过环形器5612之后从用于天线5610发射的信号。喇叭天线5618、5620、5636和5638可以具有高达20db的高增益。这些天线的天线图案将具有旁瓣和前瓣。前瓣朝向接收天线投影。为了屏蔽周围环境免受来自喇叭天线5618、5620、5636和5638的旁瓣的发射，可以在喇叭天线上添加屏蔽6202，以对设备附近的环境提供足够的保护。屏蔽6202用作吸收器以阻挡来自周围环境的信号，并且可以包括将喇叭天线的发射容纳和吸收到屏蔽罩6202内包含的局部区域所需的任何材料。现在请参考图63，示出了可以向位于系统的外部部分5604内的外部系统部件6302和位于内部部分5608内的内部系统部件6304供电的方式。内部系统部件6304包括喇叭天线5620、喇叭天线5636、调制器5634、解调器5622和关于图56所讨论的用于生成用于发射的信号并确定已经接收到的信号的其它部件。外部系统部件6302由关于图56描述的环形器5612、功率放大器5614、功率放大器5616和喇叭天线5618、喇叭天线5638组成。内部系统部件6304连接到内部供电系统6306，内部供电系统6306可插入位于建筑物内的电力系统中。由于内部系统部件6304和外部系统部件6302被窗口/墙壁5606分开，所以必须有某种方式用于向外部系统部件传输或提供电能。这样做的一种方式涉及使用供电系统6308，该供电系统6308由多个太阳能电池板6310供电，所述多个太阳能电池板6310位于外部系统部件6302所连接到的建筑物的外部上。从供电系统6308到外部系统部件6302所需的功率大约为.76w。提供该.76w功率的一种方式是通过使用太阳能电池板6310。提供.76w或1w的太阳能板可用于太阳能板6310。关于.76w供电系统，24小时0.76w将需要18.24瓦时的功率。如果以1.25％的效率提供18.24瓦时，则这将需要22.8瓦时。如果22.8瓦时的效率除以3.5小时(冬季日光小时数)，则总共提供6.52w。类似地，对于1w系统，1天提供1w需要24瓦时。效率为1.25％的24瓦时需要30瓦时。30瓦时除以冬季可用的3.5小时的太阳提供8.57瓦时。用于提供功率的太阳能板6310可以类似于用于对智能电话充电和平板充电的太阳能板。这些类型的太阳能板包括满足.76w和1w能量水平要求的7w充电面板和9w充电面板。具有高效太阳能充电板的7w便携式太阳能充电器通常具有0.8磅的重量。这些装置的一般尺寸为12.8x7.5x1.4英寸(32.5x19x3.5cm)。其它7w非晶太阳能电池充电器面板具有15.8x12.5x0.8英寸(40x31.75x2cm)的尺寸和3磅的重量。可替代的具有单晶电池的9w充电面板的尺寸范围为8.7×10×0.2英寸(22×25.5×0.5厘米)，和柔性太阳能板的尺寸为12×40英寸(30.5×100厘米)。其它9瓦高效太阳能电池板的尺寸为8.8×12.2×0.2英寸(22.35×31×0.5厘米)。现在请参考图64，不是利用太阳能板，外部系统部件6302可以利用传输的激光功率来为外部系统部件供电，而不是利用太阳能供电系统。内部系统部件6304具有供电系统6402，其为窗口或墙壁6404的内部部分上的所有部件供电。供电系统6402具有到例如位于建筑物内的电力出口的内部电力连接6406。供电系统6402以已知方式向内部系统部件6304提供系统电能。另外，供电系统6402向激光发射器6408供电。激光发射器6408产生激光束6410，激光束6410透过窗口6404传输到位于窗口6404外部的光伏接收器(pv接收器)6412。激光发射器6408包括一组光学器件以限定待被传输到pv接收器6412的光束尺寸。所产生的激光功率可以根据以下等式来定义：检测445nm处的能量的pv接收器所需的光功率可以根据以下方式定义：λ＝445nm这是接收器激光的波长。r＝0.25(滨松硅-光电二极管)effoptics＝0.64(光学器件的效率)因此，为了提供445nm处的功率，需要2w激光二极管。pv接收器6412将接收到的激光能量转化回电能。由pv接收器6412响应于接收到的激光束6410而产生的电能被提供给供电系统6414。供电系统6414并向外部系统部件6302提供电能以使能它们的操作。现在请参考图65，示出了使用电感耦合而不是使用太阳能板或激光源从内部电源向外部部件供电的另一种方式，外部系统部件6302可以利用电感耦合到内部电源透过窗口/墙壁6504来为外部系统部件供电。内部系统部件6304具有供电系统6502，该供电系统6502为窗口或墙壁6504的内部部分上的所有部件提供电能。供电系统6502具有到例如位于建筑物内的电力出口的内部电力连接6506。供电系统6502以已知的方式向内部系统部件6304提供系统电力。另外，供电系统6502向感应线圈6508提供电能。感应线圈6508实现与位于窗口/墙壁6504的外部部分上的第二感应线圈6512的磁性连接。感应线圈6508和感应线圈6512实现从内部供电系统6502到外部供电系统6514的电感耦合。在感应线圈6512处响应于所接收的电磁能量6510接收的电能被提供给供电系统6514。供电系统6514并向外部系统部件6302供电以使能它们的操作。此外，除了图63、图64和图65中所示的主动供电装置之外，可以使用被动供电装置，该被动供电装置不向外部部件供电，而是从建筑物内的内部部件提供更短距离或更高功率。所描述的系统提供允许信号从建筑物外部传输到建筑物内的设备的光学隧道或rf隧道。光学隧道或rf隧道还可用于允许来自位于建筑物内的物联网设备的信号从内部向外部传播。除了上面描述的技术之外，可以使用其它近场技术来透过窗口或墙壁传输信息。受益于本公开的本领域技术人员将认识到，用于建筑物穿透的毫米波的再生和转发提供了在信号不能有效地穿透的建筑物内部提供毫米波信号的方式。应当理解，本文的附图和详细描述是以说明性而非限制性的方式来考虑的，并且不旨在限制所公开的特定形式和示例。相反，在不脱离由所附权利要求所限定的精神和范围的情况下，包括对本领域普通技术人员明显的任何进一步修改、改变、重新布置、替换、替代、设计选择和实施例。因此，旨在将以下权利要求解释为涵盖所有这些进一步的修改、改变、重新布置、替换、替换、设计选择和实施例。当前第1页12