本发明涉及无线通信技术，特别是涉及一种异步频分多址无线传输方法。
背景技术：
4G中广泛应用的正交频分复用技术频谱上子带的旁瓣较大，难以满足子带异步传输的要求。滤波器组多载波中采用滤波器组分别对子带滤波，降低了子带的带外衰减，可以实现子带的异步传输。由于滤波器组可以独立地对每个子带滤波器配置，因此可以支持不同地传输需求。
快速卷积可以有效地应用到几乎完全恢复的滤波器组中：将较长的信号流重叠分块，每块与时域滤波器的循环卷积，重叠保留后的信号块等效于信号流直接与滤波器线性卷积。循环卷积可以利用FFT/IFFT变换对实现，简化滤波器组的实现复杂度。快速卷积可以被应用在F-OFDM、FBMC和SC-FDMA的滤波器的低复杂度实现中。因此，研究基于快速卷积的波形技术具有重要的意义。
多径衰落信道中失真的接收信号通过接收机的均衡器恢复。已有文献提出基于快速卷积滤波器组的对多径衰落信道近似于单载波的MMSE均衡方法。但是由于发射机利用子带滤波器组抑制了子带带外能量，因此在均衡器后仍需要通过综合滤波器组，为系统带来了额外的复杂度。
由于信道均衡中需要已知频域信道系数，需要在接收机对信道系数进行准确的估计。之前的文献中没有考虑过快速卷积多载波系统中信道估计的情况。在信道估计中，需要设计收发机均已知的导频序列，使在接收机可以根据接收到的导频信号精确恢复出信道模型。此外，需要建立包含分析滤波器组、多径衰落信道和综合滤波器组的系统模型，据此模型在频域对信道进行估计。因此，对快速卷积多载波系统，研究一种复杂度较低的联合信道估计器和单点信道均衡器是非常必要的。
技术实现要素：
发明目的：本发明的目的是提供一种复杂度低的异步频分多址无线传输方法。
技术方案：为达到此目的，本发明采用以下技术方案：
本发明所述的异步频分多址无线传输方法，包括以下步骤：
S1：在发射机中，每个子带的基带信号流被分别调制至载频并通过滤波器组限制在相应的子带频段内，再经过叠加形成多载波合成信号流；
S2：接收机收到多径衰落的多载波合成信号流后，利用不同子带的导频段辅助估计相应子带的频域信道系数其中，为M×1列向量，其各元素表示信道内每个子载波的频域系数；
S3：利用步骤S2中估计的频域系数计算快速卷积结构的单点频域均衡器的系数，不同子带的接收数据段通过均衡器最小化干扰，恢复出多载波基带信号流。
进一步，所述步骤S1包括以下步骤：
S1.1：每个子带的基带信号流分别进行块长为Mb点的重叠分块，得到长度为Mb的并行比特流，其中，Mb点重叠分块的实现方式为：对基带信号流进行Nb点不重叠分块，每一块与前后相邻数据段的各Lb个数据点组成Mb点重叠分块信号，即Mb＝Nb+2Lb；
S1.2：每个子带的重叠分块信号分别进行Mb点快速傅里叶变换；
S1.3：将步骤S1.2得到的每个子带的变换信号复制两次，得到3Mb点信号，取中间Na,u点，其中，Na,u表示第u个子带子载波范围，1≤u≤U，U为子带数目；
S1.4：将第u个子带对应的频域滤波器与步骤S1.3得到的第u个子带的变换信号点乘；
S1.5：将S1.4得到的第u个子带的变换信号映射到M点的Cu到Cu+Na,u的子载波范围内，其余部分补零，其中，Cu表示第u个子带对应的起始子载波标号，M＝MbNs，Ns表示过采样倍数；
S1.6：分别对步骤S1.5得到的第u个子带的M点频域信号进行M点快速傅里叶逆变换；
S1.7：分别保留步骤S1.6得到的每个子带的中间N点信号，N＝NbNs，并将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户数据流相加传输。
进一步，所述步骤S2包括以下步骤：
S2.1：由接收到的大小为N的导频段与前后相邻数据段的L个数据点组成M点重叠分块的导频信号；
S2.2：将重叠分块后的M点的导频信号通过子带滤波器，去除相邻子带间导频的干扰，得到滤波后的导频信号，表示为M×1列向量rp；
S2.3：截去rp两侧部分导频，保留中间的NP点，得到有效导频，表示为NP×1列向量rp,e；
S2.4：对rp,e进行NP点快速傅里叶变换，得到频域的有效导频
S2.5：将NP×NP的对角矩阵ΦH与频域的有效导频相乘，得到NP×1的列向量；其中，为NP点的DFT矩阵；对发送导频信号p中的长为NPb的有效导频信号pe进行Ns倍插值，得到长为NP＝NsNPb的信号序列，将该信号序列倒序，作为行向量构成循环矩阵P；
S2.6：对步骤S2.5得到的NP×1的列向量进行NP点的快速傅里叶逆变换；
S2.7：对步骤S2.6得到的NP点的变换信号进行1位的右移循环移位；
S2.8：将步骤S2.7得到的NP点的变换信号映射为M点的时域冲激响应信号；
S2.9：将步骤S2.8得到的M点的时域冲激响应信号进行M点的快速傅里叶变换，得到频域冲激响应也即为频域信道系数，且为M×1列向量。
进一步，所述步骤S2.2中的子带滤波器通过以下过程实现：将M点的导频信号通过快速傅里叶变换转换到频域，与理想带通滤波器相乘，通过M点快速傅里叶逆变换到时域。
进一步，所述步骤S2.3中接收信号rp,e对应的发送导频信号由ZC序列构成，且满足的形式；其中，pe为长为NPb的有效导频序列，pCP是长度为Lh的循环前缀，pCS是长度为Lh的循环后缀，且Lh大于多径信道的多径长度。
进一步，所述步骤S2.3中截去rp两侧的导频长度为LH+L，保留中间的NP＝M-2(LH+L)点；其中，LH＝LhNs，Ns为插值倍数，Lh为导频循环前缀和循环后缀的长度。
进一步，所述步骤S2.8中的映射方式为将步骤S2.7得到的NP点的变换信号分成长度为NP/2的两部分，并将两部分分别映射到M点冲激响应信号的1到NP/2点和M-NP/2+1到M点，得到M点时域冲激响应信号。
进一步，所述步骤S2.9中为包括发送机中的子带滤波器和多径信道在内的信道的估计。
进一步，所述步骤S3包括以下步骤：
S3.1：将接收到的数据段部分进行M点的重叠分块，即，将大小为k×N的数据段按N长度分为k个数据块，将每一块与前后两块的L点组合为M＝N+2L点的一个数据块；
S3.2：M点的重叠分块进行大小为M点的快速傅里叶变换，得到M点频域信号；
S3.3：计算单点均衡器系数其中，表示克罗内克积；为M×M对角阵，且以为对角线元素，表示估计的信道频域系数；σ2为噪声方差；Mb＝M/Ns，Ns表示过采样倍数；
S3.4：将步骤S3.2得到的频域的M点信号左乘得到均衡和降采样后的Mb点的频域信号；
S3.5：将步骤S3.4得到的Mb点的频域信号进行Mb点的快速傅里叶逆变换，得到时域接收信号；
S3.6：截去步骤S3.5得到的Mb点的时域接收信号两侧的长为Lb的时域信号部分，保留中间Nb点的时域信号；并将不同块的Nb点的时域信号首尾拼接得到恢复的数据流。
有益效果：本发明公开了一种异步频分多址无线传输方法，与现有技术相比，具有如下的有益效果：
1)将发射机的子带滤波器和多径信道合并为一个信道，进行信道的估计和均衡。接收端不需要在均衡后通过匹配滤波器。
2)设计导频训练结构，在信道估计中将一般的矩阵求逆运算简化为对角阵的逆运算，减小信道估计的复杂度。在时变多径衰落信道中保持不同子带间导频的正交性，抵消异步的各子带导频之间的干扰。
3)通过频域的收发机模型和最小均方误差性质，并通过一系列近似得到快速卷积多载波的单点均衡器，降低了均衡器的复杂度。
附图说明
图1为本发明具体实施方式中导频段和数据段的排列方式；
图2为本发明具体实施方式中导频的结构；
图3为本发明具体实施方式中重叠分块方式；
图4为本发明具体实施方式中异步多址传输方法框图；
图5为本发明具体实施方式中包括信道估计器和均衡器在内的接收机实现框图。
具体实施方式
下面结合具体实施方式对本发明的技术方案作进一步的介绍。
本具体实施方式中，考虑快速卷积滤波多载波系统。发射端产生的数据流可以分为若干段，每段由导频段和数据段组成。导频段长度为Nb,且Nb一般取64。数据段长度为k×Nb，且k一般取14。
当存在U个用户时，第u个用户产生的比特流为bu。对每个数据段分别进行Turbo编码。然后对每个编码数据段进行QPSK或者16QAM调制。当不重叠分块数据段Turbo编码的码率为1/2时，且调制方式选择QPSK调制，得到的编码调制后的数据段长度仍为k×Nb。
选择Zadoff-Chu(ZC)序列生成确定性导频。对于根为r的某个序列第l个元素的表达式为：
其中，NPb为生成的有效导频序列长度，(·)2表示模2运算，且r需满足0＜r＜NPb，且gcd(NPb,u)＝1，gcd(·)表示最大公因数。为避免不同用户之间的干扰，不同子带的根r互不相同。根据(1)式生成的导频序列，当r不同时，相互正交。
当导频的形式为
其中，pe为的ZC序列，且Nb＝NP,e+2Lh。Lh为导频的循环前缀或后缀长度，且前缀或后缀长度需要大于因果或者非因果的信道冲激响应长度。pe,CP为导频的循环前缀。pe,CS为导频的循环后缀。导频段的构成方式如图1所示。
将导频段和数据段按照图2的方式排列，得到基带符号流s。在发射机中需要对符号流s进行波形调制。首先，将s进行Nb点不重叠分块，令sk为第k个不重叠保留分块的用户数据，且sk＝[sk(0) … sk(Nb-1)]T。
由不重叠分块构造重叠分块。构造方式为：取相邻的3个不重叠分块sk-1、sk和sk+1，分别保留sk-1和sk+1的后和前面部分Lb点，得到Mb＝Nb+2Lb点的重叠分块。具体如图3所示。将重叠分块进行Mb点FFT变换，由时域信号变换到频域，方便进行之后的频域滤波操作。
将Mb点子载波复制两次，将三段Mb点符号段首尾相连，与带宽为Mb的频域滤波器系数相乘，得到Na,u(Na,u＞Mb)点频域符号。频域滤波器使用RRC滤波器实现，Na,u＝Mb(1+α)，其中α(α∈(0,1))为滤波器滚降系数。
将频域的Na点子载波对应到频域的M点。子载波对应方式为：确定第u个子带对应的子载波范围：令Cu表示第u个子带对应的频域起始子载波序号，则第u个子带对应的子载波范围为Cu到Cu+Na,u。且M＝MbNs，Ns表示插值倍数。
将M点频域符号通过M点IFFT得到M点时域符号，通过重叠保留得到N点发送信号，记作xk＝[xk(0) … xk(N-1)]T。将不同重叠分块经过快速卷积滤波得到的N点符号首尾拼接，得到发射信号流。
在快速卷积多载波发射机中，包含重叠分块、Mb点FFT变换、Ns倍的插值运算、子带滤波、M点FFT变换和重叠保留运算。因此，可以用矩阵表示发送信号xk与用户数据块sk的关系用矩阵形式表示为：
其中，表示重叠分块矩阵，Q＝[0N×L IN 0N×L]表示重叠保留矩阵，Λ表示以频域子带滤波器系数为对角线元素的对角阵，和WM分别为Mb和M点的FFT矩阵。
令为第k个重叠保留分块的接收信号。接收信号是发射信号通过物理多径信道得到的，可以表示为
其中H是由信道冲激响应构成的的Toeplitz矩阵，表示了发射信号通过的多径物理信道。
本具体实施方式公开了一种异步频分多址无线传输方法，如图4所示，包括以下步骤：
S1：在发射机中，每个子带的基带信号流被分别调制至载频并通过滤波器组限制在相应的子带频段内，再经过叠加形成多载波合成信号流；
S2：接收机收到多径衰落的多载波合成信号流后，利用不同子带的导频段辅助估计相应子带的频域信道系数其中，为M×1列向量，其各元素表示信道内每个子载波的频域系数；
S3：利用步骤S2中估计的频域系数计算快速卷积结构的单点频域均衡器的系数，不同子带的接收数据段通过均衡器最小化干扰，恢复出多载波基带信号流。S2和S3的信道估计和单点均衡方法具体如图5所示。
步骤S1包括以下步骤：
S1.1：每个子带的基带信号流分别进行块长为Mb点的重叠分块，得到长度为Mb的并行比特流，其中，Mb点重叠分块的实现方式为：对基带信号流进行Nb点不重叠分块，每一块与前后相邻数据段的各Lb个数据点组成Mb点重叠分块信号，即Mb＝Nb+2Lb；
S1.2：每个子带的重叠分块信号分别进行Mb点快速傅里叶变换；
S1.3：将步骤S1.2得到的每个子带的变换信号复制两次，得到3Mb点信号，取中间Na,u点，其中，Na,u表示第u个子带子载波范围，1≤u≤U，U为子带数目；
S1.4：将第u个子带对应的频域滤波器与步骤S1.3得到的第u个子带的变换信号点乘；
S1.5：将S1.4得到的第u个子带的变换信号映射到M点的Cu到Cu+Na,u的子载波范围内，其余部分补零，其中，Cu表示第u个子带对应的起始子载波标号，M＝MbNs，Ns表示过采样倍数；
S1.6：分别对步骤S1.5得到的第u个子带的M点频域信号进行M点快速傅里叶逆变换；
S1.7：分别保留步骤S1.6得到的每个子带的中间N点信号，N＝NbNs，并将每个用户的长度为N的并行数据流转为串行，不同用户数据流相加传输。
步骤S2包括以下步骤：
S2.1：由接收到的大小为N的导频段与前后相邻数据段的L个数据点组成M点重叠分块的导频信号；
S2.2：将重叠分块后的M点的导频信号通过子带滤波器，去除相邻子带间导频的干扰，得到滤波后的导频信号，表示为M×1列向量rp；
S2.3：截去rp两侧部分导频，保留中间的NP点，得到有效导频，表示为NP×1列向量rp,e；
S2.4：对rp,e进行NP点快速傅里叶变换，得到频域的有效导频
S2.5：将NP×NP的对角矩阵ΦH与频域的有效导频相乘，得到NP×1的列向量；其中，为NP点的DFT矩阵；对发送导频信号p中的长为NPb的有效导频信号pe进行Ns倍插值，得到长为NP＝NsNPb的信号序列，将该信号序列倒序，作为行向量构成循环矩阵P；
S2.6：对步骤S2.5得到的NP×1的列向量进行NP点的快速傅里叶逆变换；
S2.7：对步骤S2.6得到的NP点的变换信号进行1位的右移循环移位；
S2.8：将步骤S2.7得到的NP点的变换信号映射为M点的时域冲激响应信号；
S2.9：将步骤S2.8得到的M点的时域冲激响应信号进行M点的快速傅里叶变换，得到频域冲激响应也即为频域信道系数，且为M×1列向量。
步骤S2.2中的子带滤波器通过以下过程实现：将M点的导频信号通过快速傅里叶变换转换到频域，与理想带通滤波器相乘，通过M点快速傅里叶逆变换到时域。
步骤S2.3中接收信号rp,e对应的发送导频信号由ZC序列构成，且满足的形式；其中，pe为长为NPb的有效导频序列，pCP是长度为Lh的循环前缀，pCS是长度为Lh的循环后缀，且Lh大于多径信道的多径长度。
步骤S2.3中截去rp两侧的导频长度为LH+L，保留中间的NP＝M-2(LH+L)点；其中，LH＝LhNs，Ns为插值倍数，Lh为导频循环前缀和循环后缀的长度。
步骤S2.8中的映射方式为将步骤S2.7得到的NP点的变换信号分成长度为NP/2的两部分，并将两部分分别映射到M点冲激响应信号的1到NP/2点和M-NP/2+1到M点，得到M点时域冲激响应信号。
步骤S2.9中为包括发送机中的子带滤波器和多径信道在内的信道的估计。
步骤S3包括以下步骤：
S3.1：将接收到的数据段部分进行M点的重叠分块，即，将大小为k×N的数据段按N长度分为k个数据块，将每一块与前后两块的L点组合为M＝N+2L点的一个数据块；
S3.2：M点的重叠分块进行大小为M点的快速傅里叶变换，得到M点频域信号；
S3.3：计算单点均衡器系数其中，表示克罗内克积；为M×M对角阵，且以为对角线元素，表示估计的信道频域系数；σ2为噪声方差；Mb＝M/Ns，Ns表示过采样倍数；
S3.4：将步骤S3.2得到的频域的M点信号左乘得到均衡和降采样后的Mb点的频域信号；
S3.5：将步骤S3.4得到的Mb点的频域信号进行Mb点的快速傅里叶逆变换，得到时域接收信号；
S3.6：截去步骤S3.5得到的Mb点的时域接收信号两侧的长为Lb的时域信号部分，保留中间Nb点的时域信号；并将不同块的Nb点的时域信号首尾拼接得到恢复的数据流。