固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备与流程

本发明包含与2017年10月26日向日本专利局递交的日本专利申请jp2017-207029相关的主题，在此引用其完整内容作为参考。

本发明涉及固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备。

背景技术：

作为使用了对光进行检测而产生电荷的光电转换元件的固体摄像装置(图像传感器)，在实际中使用了cmos(complementarymetaloxidesemiconductor，互补金属氧化物半导体)图像传感器。

cmos图像传感器广泛应用为数码相机、摄影机、监视摄像头、医疗用内窥镜、个人计算机(pc)、便携电话等便携终端装置(移动设备)等各种电子设备的一部分。

cmos图像传感器按每个像素具有fd放大器，该fd放大器具有光电二极管(光电转换元件)以及浮置扩散层(fd：floatingdiffusion)，对于其读出而言，以选择像素阵列中的某一行并同时将它们向列(column)输出方向读出这样的列并行输出型为主流。

另外，关于列并行输出型cmos图像传感器的像素信号读出(输出)电路，已提出了各种电路。

其中，最先进的电路之一是按照各列(column)而具备模拟-数字转换器(adc(analogdigitalconverter))、并将像素信号作为数字信号取出的电路(例如参考专利文献1、2)。

在该列并行adc搭载cmos图像传感器(列ad方式cmos图像传感器)中，比较器(comparator)进行所谓的ramp波与像素信号的比较，利用后级的计数器进行数字cds，由此进行ad转换。

然而，这种cmos图像传感器虽然能够进行信号的高速传输，但存在无法实现全局快门读出这样的缺点。

与此相对，提出了还能够实现全局快门的数字像素(pixel)传感器，按照各像素来配置包含比较器的adc(进而存储器部)，针对像素阵列部中的全部像素在相同的定时执行曝光开始和曝光结束(例如参考专利文献3、4)。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2005-278135号公报

专利文献2：日本特开2005-295346号公报

专利文献3：us7164114b2fig.4

专利文献4：us2010/0181464a1

技术实现要素：

发明要解决的课题

然而，在上述现有的具备数字像素传感器的cmos图像传感器中，虽然能够实现全局快门功能，但未实时地利用例如在蓄积期间从光电二极管溢出的电荷，因此，在宽动态范围化、高帧频化方面具有局限性。

另外，在cmos图像传感器的重要的性能指标中具有随机噪声，作为主要的随机噪声源，已知有像素和ad转换器。

通常，作为随机噪声降低方法，已知有通过增大晶体管尺寸来降低闪烁噪声(flickernoise)、或者在比较器输出中附加电容并降低频带来实现基于cds的噪声的过滤效果的方法。

但是，在各种方法中存在如下缺点：面积增大；因电容增加而比较器的反转延迟劣化，摄像元件的帧频未提高。

另外，由于按照各像素来配置包含比较器的adc(进而存储器部)，因此难以最大限度地扩大有效像素区域，难以最大限度地提高单位成本的价值。

另外，作为扩大动态范围的方法，例如已知有从图像传感器的同一像素读出蓄积时间不同的2种信号，将该2种信号组合来扩大动态范围的方法；将高灵敏度的像素且动态范围小的信号与低灵敏度且扩大了动态范围的信号组合来扩大动态范围的方法等。

在任意一种方法中，要组合(要合成)的多个信号都需要在进行组合(信号的切换)的信号值的附近保持输出电压相对于各个入射光量(照度)的直线性大致相同。

为了扩大动态范围(d范围)而将各个信号设计为相对于光量(照度)的增益不同，因此主要利用以模拟数字转换器(adc)数字转换后的数字信号处理电路对增益进行校正，使直线性(或斜率)保持为相同。

然而，在具有数字像素传感器的cmos图像传感器中，当例如要实时利用在蓄积期间(曝光期间)中从光电二极管溢出的溢出电荷时，在该蓄积期间中也受到作为输出节点的浮置扩散层fd的暗电流及其散粒噪声(shotnoise)的影响，比较器的反转定时变动。

因此，存在产生比较器的误判定或非敏感性输入范围、作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声(fpn)、ac转换传递曲线产生非线性的缺点。

由于难以将浮置扩散层fd的暗电流的电荷从实际的溢出电荷分离，因此有时在接合的高亮度侧ac转换传递曲线与低亮度侧ad转换传递曲线的接合点(ad转换码边界)产生接合间隙(ad转换码间隙)，未必能够保证该切换区域中的直线性(线性度)。

在这样的情况下，存在如下缺点：不能进行平滑的切换，该不连续点成为噪声，成为所谓的色调跳跃等图像劣化的主要原因。

本发明的目的在于提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够在抑制图像劣化的同时实质上实现宽动态范围化、高帧频化。

另外，本发明的目的在于提供一种固体摄像装置、固体摄像装置的驱动方法以及电子设备，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并且实质上实现宽动态范围化、高帧频化，并且能够实现低噪声化，能够最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。

用于解决课题的手段

本发明的第一观点的固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，所述第一比较处理的期间被分割为多个子期间，在各所述子期间的每一个中，进行将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字(ad)转换处理。

本发明的第二观点是固体摄像装置的驱动方法，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换而生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，进行比较处理，在该比较处理中，对所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，在所述固体摄像装置的驱动方法中，在读出所述像素的像素信号的情况下，在所述比较器中在所述读出部的控制下进行第一比较处理并且进行第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，所述第一比较处理的期间被分割为多个子期间，在各所述子期间的每一个中，进行将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字(ad)转换处理。

本发明的第三观点的电子设备具有固体摄像装置和在所述固体摄像装置成像被摄体像的光学系统，所述固体摄像装置具有：像素部，配置有进行光电转换的像素；以及读出部，从所述像素部的所述像素读出像素信号，所述像素包含：光电转换元件，在蓄积期间蓄积通过光电转换生成的电荷；传输元件，能够在所述蓄积期间后的传输期间对蓄积于所述光电转换元件的电荷进行传输；由浮置扩散层形成的输出节点，通过所述传输元件来传输由所述光电转换元件蓄积的电荷；输出缓冲部，将所述输出节点的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，并输出转换后的电压信号；以及比较器，其进行比较处理，在该比较处理中，对由所述输出缓冲部输出的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号，所述比较器在所述读出部的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间从所述光电转换元件溢出到所述输出节点的溢出电荷相应的所述电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在所述蓄积期间后的所述传输期间传输至所述输出节点的所述光电转换元件的蓄积电荷相应的所述电压信号的数字化后的第二比较结果信号，在所述第一比较处理中，所述第一比较处理的期间被分割为多个子期间，在各所述子期间的每一个中，进行将所述输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字(ad)转换处理。

发明效果

根据本发明，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化、高帧频化。

另外，根据本发明，能够抑制作为输出节点的浮置扩散层的暗电流的影响，能够抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化、高帧频化，而且能够实现低噪声化，最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。

附图说明

图1是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的结构例的框图。

图2是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的像素部的数字像素阵列的一例的图。

图3是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的像素的一例的电路图。

图4a以及图4b是表示本发明的第一实施方式的数字像素的主要部分即电荷蓄积传输系统的结构例的简要剖视图以及溢出时的电位图。

图5是用于说明本实施方式的比较器的基本的第一比较处理的图。

图6是用于说明本实施方式的比较器的基本的第一比较处理的图，是用于说明参考电压的另一样式例的图。

图7是表示向本实施方式的比较器输入了各种参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。

图8是表示本发明的第一实施方式的数字像素中的光响应覆盖范围的图。

图9是表示本发明的第一实施方式的存储器部以及输出电路的结构例的图。

图10是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置中的帧读出时序的一例的图。

图11是用于说明在时间戳adc模式时浮置扩散层的暗电流对基本的第一比较处理造成的影响的图。

图12是用于说明用于抑制或消除浮置扩散层的暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法等的图。

图13是用于说明图12的第一比较处理期间中的ad转换处理方法的ad转换传递曲线等的图。

图14是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的层叠结构的示意图。

图15是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的层叠结构的简略剖视图。

图16是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要像素部中的读出动作的时序图。

图17是表示用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要像素部中的读出动作的动作时序图以及电位转移的图。

图18是用于说明本发明的第二实施方式的固体摄像装置的图，是表示时间戳adc模式动作和线性adc模式动作的选择处理的一例的图。

图19是表示本第三实施方式的固体摄像装置10b中的帧读出时序的一例的图。

图20是表示向本第三实施方式的比较器输入了参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。

图21a以及图21b是表示本第三实施方式中的数字码与基于光转换的电荷量之间的关系的图。

图22是表示本发明的第四实施方式的固体摄像装置的像素的一例的电路图。

图23是表示应用了本发明的实施方式的固体摄像装置的电子设备的结构的一例的图。

具体实施方式

以下，与附图相关联地说明本发明的实施方式。

(第一实施方式)

图1是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置的结构例的框图。

在本实施方式中，固体摄像装置10例如由包含数字像素(digitalpixel)作为像素的cmos图像传感器构成。

如图1所示，该固体摄像装置10具有作为摄像部的像素部20、垂直扫描电路(行扫描电路)30、输出电路40以及定时控制电路50作为主构成要素。

由这些构成要素中的例如垂直扫描电路30、输出电路40以及定时控制电路50构成像素信号的读出部60。

在本第一实施方式中，固体摄像装置10在像素部20中包含光电转换读出部、ad(模拟数字)转换部以及存储器部作为数字像素，构成为具有全局快门的动作功能的例如层叠型的cmos图像传感器。

在本第一实施方式的固体摄像装置10中，如之后详述的那样，各数字像素dp具有ad转换功能，ad转换部具有进行比较处理的比较器(comparator)，在该比较处理中，对由光电转换读出部读出的电压信号与参考电压进行比较，输出数字化后的比较结果信号。

比较器在读出部60的控制下进行第一比较处理和第二比较处理，在该第一比较处理中，输出针对与在蓄积期间从光电转换元件溢出到输出节点(浮置扩散层)的溢出电荷相应的电压信号的数字化后的第一比较结果信号，在该第二比较处理中，输出针对与在蓄积期间后的传输期间传输至输出节点的光电转换元件的蓄积电荷相应的电压信号的数字化后的第二比较结果信号。

而且，在本第一实施方式中，在第一比较处理中，为了抑制或消除形成输出节点的浮置扩散层fd1的暗电流的影响，第一比较处理的期间被分割为多个子期间，在各子期间分别进行将输出缓冲部的电压信号和参考电压进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字(ad)转换处理。

读出部60在多个子期间的每一个中，至少将形成输出节点的浮置扩散层fd1复位为复位电平之后，进行对输出缓冲部的电压信号与参考电压进行比较的ad转换处理。

更具体而言，读出部60在多个子期间的每一个中，至少从将形成输出节点的浮置扩散层fd1复位为复位电平起到各子期间的结束为止，反复执行对输出缓冲部的电压信号和斜坡状的子参考电压进行比较的ad转换处理。

后面详细叙述具体的第一比较处理期间中的ad转换处理等。

以下，详细叙述固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要，尤其是像素部20以及数字像素的结构以及功能、与它们关联的读出处理、以及像素部20和读出部60的层叠结构、第一比较处理期间中的ad转换处理等。

(像素部20以及数字像素200的结构)

图2是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10的像素部的数字像素阵列的一例的图。

图3是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10的像素的一例的电路图。

如图2所示，像素部20中，多个数字像素200排列为n行m列的行列状(矩阵状)。

需要说明的是，在图2中，为了简化附图，示出了将九个数字像素200配置为3行3列的行列状(m＝3、n＝3的矩阵状)的例子。

本第一实施方式的数字像素200构成为包含光电转换读出部(图2中表记为pd)210、ad转换部(图2中表记为adc)220、以及存储器部(图2中表记为mem)230。

如之后详述的那样，本第一实施方式的像素部20构成为第一基板110与第二基板120的层叠型的cmos图像传感器，但在本例中，如图3所示，在第一基板110上形成有光电转换读出部210，在第二基板120上形成有ad转换部220以及存储器部230。

数字像素200的光电转换读出部210构成为包含光电二极管(光电转换元件)和像素内放大器。

具体而言，该光电转换读出部210例如具有作为光电转换元件的光电二极管pd1。

对于该光电二极管pd1，分别各具有一个作为传输元件的传输晶体管tg1-tr、作为复位元件的复位晶体管rst1-tr、作为源极跟随元件的源极跟随晶体管sf1-tr、作为电流源元件的电流晶体管ic1-tr、作为输出节点nd1的浮置扩散层fd1、以及读出节点nd2。

这样，第一实施方式的数字像素200的光电转换读出部210构成为包含传输晶体管tg1-tr、复位晶体管rst1-tr、源极跟随晶体管sf1-tr以及电流晶体管ic1-tr这四个晶体管(4tr)。

而且，在本第一实施方式中，包含源极跟随晶体管sf1-tr、电流晶体管ic1-tr以及读出节点nd2在内构成输出缓冲部211。

本第一实施方式的光电转换读出部210的输出缓冲部211的读出节点nd2与ad转换部220的输入部连接。

光电转换读出部210将作为输出节点的浮置扩散层fd1的电荷转换成与电荷量相应的电压信号，将转换后的电压信号vsl向ad转换部220输出。

更具体而言，光电转换读出部210在ad转换部220的第一比较处理期间pcmpr1，输出与在蓄积期间pi从作为光电转换元件的光电二极管pd1溢出到作为输出节点的浮置扩散层fd1的溢出电荷相应的电压信号vsl。

此外，光电转换读出部210在ad转换部220的第二比较处理期间pcmpr2，输出与在蓄积期间pi后的传输期间pt传输至作为输出节点的浮置扩散层fd1的光电二极管pd1的蓄积电荷相应的电压信号vsl。

光电转换读出部210在第二比较处理期间pcmpr2，将作为像素信号的读出复位信号(信号电压)(vrst)以及读出信号(信号电压)(vsig)向ad转换部220输出。

光电二极管pd1产生并蓄积与入射光量相应的量的信号电荷(这里为电子)。

以下，针对信号电荷为电子且各晶体管为n型晶体管的情况进行说明，但也可以是，信号电荷是空穴(hole)、各晶体管为p型晶体管。

另外，本实施方式在多个光电二极管以及传输晶体管间共用各晶体管的情况下也是有效的。

在各数字像素200中，作为光电二极管(pd)使用埋入型光电二极管(ppd)。

由于在形成光电二极管(pd)的基板表面上存在因悬空键等缺陷引起的表面能级，因此，通过热能而产生大量的电荷(暗电流)，导致无法读出正确的信号。

在埋入型光电二极管(ppd)中，通过将光电二极管(pd)的电荷蓄积部埋入到基板内，能够降低暗电流向信号的混入。

光电转换读出部210的传输晶体管tg1-tr连接在光电二极管pd1与浮置扩散层fd1之间，由通过控制线施加于栅极的控制信号tg进行控制。

传输晶体管tg1-tr在控制信号tg为高(h)电平的传输期间pt被选择而成为导通状态，将由光电二极管pd1光电转换并蓄积后的电荷(电子)传输至浮置扩散层fd1。

需要说明的是，在光电二极管pd1以及浮置扩散层fd1复位成规定的复位电位之后，传输晶体管tg1-tr成为控制信号tg为低(l)电平的非导通状态，光电二极管pd1成为蓄积期间pi，但此时在入射的光的强度(量)非常高的情况下，超过了饱和电荷量的电荷通过传输晶体管tg1-tr下的溢出路径作为溢出电荷向浮置扩散层fd1溢出。

复位晶体管rst1-tr连接在电源电压vdd的电源线vdd与浮置扩散层fd1之间，由通过控制线施加于栅极的控制信号rst进行控制。

复位晶体管rst1-tr在控制信号rst为h电平的复位期间被选择而成为导通状态，将浮置扩散层fd1复位成电源电压vdd的电源线vdd的电位。

对于作为源极跟随元件的源极跟随晶体管sf1-tr而言，源极与读出节点nd2连接，漏极侧与电源线vdd连接，栅极与浮置扩散层fd1连接。

在读出节点nd2与基准电位vss(例如gnd)之间连接有作为电流源元件的电流晶体管ic1-tr的漏极、源极。电流晶体管ic1-tr的栅极与控制信号vbnpix的供给线连接。

而且，读出节点nd2与ad转换部220的输入部之间的信号线lsgn1由作为电流源元件的电流晶体管ic1-tr驱动。

图4a以及图4b是表示本发明的第一实施方式的数字像素的主要部分即电荷蓄积传输系统的结构例的简要剖视图以及溢出时的电位图。

各数字像素单元pxlc形成于具有光l照射的第一基板面1101侧(例如背面侧)和与该第一基板面1101侧对置的一侧的第二基板面1102侧的半导体基板(本例中为第一基板110)，并由分离层spl分离。

而且，图4a的数字像素单元plxc构成为包含形成光电转换读出部210的光电二极管pd1、传输晶体管tg1-tr、浮置扩散层fd1、复位晶体管rst1-tr、分离层spl、以及未图示的滤色器部及微透镜。

(光电二极管的结构)

光电二极管pd1包含以相对于具有第一基板面1101侧和与第一基板面1101侧对置的一侧的第二基板面1102侧的半导体基板埋入的方式形成的第一导电型(在本实施方式中n型)半导体层(在本实施方式中n层)2101，且形成为具有接收到的光的光电转换功能以及电荷蓄积功能。

在光电二极管pd1的与基板的法线正交的方向(图中的正交坐标系的x方向)上的侧部形成有第二导电型(在本实施方式中p型)分离层spl。

这样，在本实施方式中，在各数字像素单元pxlc中，使用埋入型光电二极管(ppd)作为光电二极管(pd)。

由于在形成光电二极管(pd)的基板表面上存在悬空键等缺陷引起的表面能级，因此，通过热能而产生大量的电荷(暗电流)，导致无法读出正确的信号。

在埋入型光电二极管(ppd)中，通过将光电二极管(pd)的电荷蓄积部埋入到基板内，能够降低暗电流向信号的混入。

在图4a的光电二极管pd1中，n层(第一导电型半导体层)2101构成为在基板110的法线方向(图中的正交坐标系的z方向)上具有双层结构。

在本例中，在第一基板面1101侧形成有n-层2102，在该n-层2102的第二基板面1102侧形成有n层2103，在该n层2103的第二基板面1102侧形成有p+层2104以及p层2105。

另外，在n-层2102的第一基板面1101侧形成有p+层2106。

p+层2106不仅形成在光电二极管pd1上，还同样形成在分离层spl以及其他数字像素单元pxlc上。

需要说明的是，在该p+层2106的光入射侧形成有滤色器部，此外，在滤色器部的光入射侧以与光电二极管pd1以及分离层spl的一部分对应的方式形成有微透镜。

这些结构为一例，也可以是单层结构，还可以是三层、四层以上的层叠结构。

(x方向(列方向)上的分离层的结构)

在图4a的x方向(列方向)上的p型分离层spl中，在光电二极管pd1的与n-层2102相接的一侧且与基板的法线正交的方向(图中的正交坐标系的x方向)的右侧部，形成有第一p层(第二导电型半导体层)2107。

此外，在p型分离层spl中的第一p层2107的x方向的右侧，第二p层(第二导电型半导体层)2108构成为在基板110的法线方向(图中的正交坐标系的z方向)上具有双层结构。

在本例中，在第二p层2108中，在第一基板面1101侧形成有p-层2109，在该p-层2109的第二基板面1102侧形成有p层2110。

这些结构为一例，也可以为单层结构，还可以为三层、四层以上的层叠结构。

在p型分离层spl的第一p层2107以及第二p-层2109的第一基板面1101侧形成有与光电二极管pd1同样的p+层2106。

n层2103以延长的方式形成，以使得在p型分离层spl的第一p层2107的第二基板面1102侧的一部分形成溢出路径ovp。

而且，在n层2103的第二基板面1102侧的p层2105上，隔着栅极绝缘膜而形成有传输晶体管tg1-tr的栅极电极2111。

此外，在p型分离层spl的第一p层2107的第二基板面1102侧形成有成为浮置扩散层fd1的n+层2112，与n+层2112邻接地形成有成为复位晶体管rst1-tr的沟道形成区域的p层2113，与p层2113邻接地形成有n+层2114。

而且，在p层2113上隔着栅极绝缘膜而形成有栅极电极2115。

在这样的结构中，在入射的光的强度(量)非常高的情况下，超过了饱和电荷量的电荷通过传输晶体管tg1-tr下的溢出路径ovp作为溢出电荷向浮置扩散层fd1溢出。

数字像素200的ad转换部220具有如下功能：将由光电转换读出部210输出的模拟的电压信号vsl与具有规定的倾斜度而变化的斜坡波形或固定电压的参考电压vref进行比较并转换成数字信号。

如图3所示，ad转换部220构成为包含比较器(comp)221、计数器(cnt)222、输入侧耦合电容器c221、输出侧的负载电容器c222、以及复位开关sw-rst。

比较器221进行如下的比较处理：向作为第一输入端子的反转输入端子(-)供给从光电转换读出部210的输出缓冲部211输出到信号线lsgn1的电压信号vsl，向作为第二输入端子的非反转输入端子(+)供给参考电压vref，对电压信号vst与参考电压vref进行比较，输出数字化后的比较结果信号scmp。

比较器221在作为第一输入端子的反转输入端子(-)连接有耦合电容器c221，构成为通过对第一基板110侧的光电转换读出部210的输出缓冲部211与第二基板1120侧的ad转换部220的比较器221的输入部进行ac耦合，能够实现低噪声化，在低照度时能够实现高snr。

另外，比较器221在输出端子与作为第一输入端子的反转输入端子(-)之间连接有复位开关sw-rst，在输出端子与基准电位vss之间连接有负载电容器c222。

基本上，在ad转换部220中，从光电转换读出部210的输出缓冲部211读出到信号线lsgn1的模拟信号(电位vsl)通过比较器221而与参考电压vref、例如以具有某种倾斜度的线性或者非线性发生变化的斜率波形即斜坡信号ramp进行比较。

此时，与比较器221同样按照各列配置的计数器222进行动作，使斜坡波形的斜坡信号ramp与计数器值一边采取一对一的对应一边变化，由此将电压信号vsl转换成数字信号。

基本上，ad转换部220将参考电压vref(例如斜坡信号ramp)的变化即电压的变化转换成时间的变化，通过以某一周期(时钟)对该时间进行计数而转换成数字值。

而且，在模拟信号vsl与斜坡信号ramp(参考电压vref)相交时，比较器221的输出反转，使计数器222的输入时钟停止，或者将停止了输入的时钟向计数器222输入，将此时的计数器222的值(数据)存储于存储器部230，完成ad转换。

在以上的ad转换期间结束之后，将各数字像素200的存储器部230所存放的数据(信号)从输出电路40向未图示的信号处理电路输出，通过规定的信号处理生成二维图像。

(比较器221中的第一比较处理以及第二比较处理)

而且，本第一实施方式的ad转换部220的比较器221由读出部60进行驱动控制，以使得在像素信号的读出期间进行如下两次比较处理即第一比较处理以及第二比较处理。

在第一比较处理cmpr1中，比较器221在读出部60的控制下，输出针对与在蓄积期间pi从作为光电转换元件的光电二极管pd1溢出到作为输出节点的浮置扩散层fd1的溢出电荷相应的电压信号vsl1的数字化后的第一比较结果信号scmp1。

需要说明的是，也将该第一比较处理cmpr1的动作称为时间戳(ts)adc模式的动作。

在第二比较处理cmpr2中，比较器221在读出部60的控制下，输出针对与在蓄积期间pi后的传输期间pt传输至作为输出节点的浮置扩散层fd1的光电二极管pd1的蓄积电荷相应的电压信号vsl2(vsig)的数字化后的第二比较结果信号scmp2。

实际上，在第二比较处理cmpr2中，在针对与蓄积电荷相应的电压信号vsl2(vsig)的数字化之前，进行针对与复位时的浮置扩散层fd1的复位电压相应的电压信号vsl2(vrst)的数字化。

需要说明的是，也将该第二比较处理cmpr2的动作称为线性(lin)adc模式的动作。

需要说明的是，在本实施方式中，蓄积期间pi基本上是从光电二极管pd1以及浮置扩散层fd1复位成复位电平开始、到将传输晶体管tg1-tr切换成导通状态而开始传输期间pt为止的期间。

第一比较处理cmpr1的期间pcmpr1是从光电二极管pd1以及浮置扩散层fd1复位成复位电平开始、到开始传输期间pt之前浮置扩散层fd1复位成复位电平为止的期间。

第二比较处理cmpr2的期间pcmpr2是浮置扩散层fd1复位成复位电平之后的期间，是包含传输期间pt后的期间在内的期间。

这里，对基本的第一比较处理cmpr1进一步详细叙述。

图5是用于对本实施方式的比较器221的基本的第一比较处理cmpr1进行说明的图。

在图5中，横轴示出时间，纵轴示出作为输出节点的浮置扩散层fd1的电压电平vfd。

对于浮置扩散层fd1的电压电平vfd而言，在为复位电平时电荷量最少，电压电平vfd成为最高的电平vfdini。

另一方面，在为饱和状态时电荷量多，电压电平vfd成为低的电平vfdsat。

按照这样的条件，将比较器221的参考电压vref1设定为，固定成即将要成为饱和状态前的非饱和状态时的电平的电压vrefsat，或者设定为，从复位电平时的电压电平vrefrst到达电压电平vrefsat的斜坡电压vreframp。

当进行第一比较处理cmpr1时，若将这样的参考电压vref1设定为vrefsat或vreframp，则如图5所示，越为入射光的强度高的高照度时，电荷量越多，因此比较器221的输出翻转(反转)的时间越快。

在为最高的照度的例子exp1的情况下，比较器221的输出在时刻t1立即翻转(反转)。

在为比例子exp1低的照度的例子exp2的情况下，比较器221的输出在比时刻t1慢的时刻t2翻转(反转)。

在为比例子exp2低的照度的例子exp3的情况下，比较器221的输出在比时刻t2慢的时刻t3翻转(反转)。

这样，比较器221在第一比较处理cmpr1中，输出与在蓄积期间pi的规定期间从光电二极管pd1向浮置扩散层fd1的溢出电荷的量相应的时间对应的第一比较结果信号scmp1。

更具体而言，比较器221，在第一比较处理cmpr1中，能够应对与光电平之间的比较处理，该光电平是从溢出电荷自光电二极管pd1开始向作为输出节点的浮置扩散层fd1溢出的最大采样时间内的与光电二极管pd1的规定的阈值对应的信号电平到在最小采样时间内获得的信号电平为止的光电平。

如上所述，时间戳adc模式中的光转换动作(photoconversionoperation)在蓄积期间pi内伴随着光-时间转换(lighttotimeconversion)而执行。

如图5所示，在非常明亮的光之下，紧随复位活性化期间之后，比较器221的输出状态反转，该光电平对应于在以下的时间说明的饱和信号(阱电容)。

((fd饱和量×蓄积时间)/采样期间)+pd饱和量

例如假定为，fd饱和：8ke@150uv/e～fd电容的1.1ff，最小采样时间：15nsec，蓄积时间：3msec。

在该时间戳adc动作模式中，如上所述，能够覆盖从溢出电荷自光电二极管pd1开始向作为输出节点的浮置扩散层fd1溢出的最大采样时间内的与光电二极管pd1的规定的阈值对应的信号电平到在最小采样时间内得到的信号电平为止的光电平。

图6是用于对本实施方式的比较器221的基本的第一比较处理cmpr1进行说明的图，是用于说明参考电压的另一样式例的图。

参考电压vref可以为图6中由(1)所示的具有规定的倾斜度而变化的斜坡波形(信号)ramp或者图6中由(2)所示的固定电压dc，另外，也可以为取图6中由(3)所示的对数(log)或图6中由(4)所示的指数函数的值的电压信号。

图7是表示向本实施方式的比较器输入了各种参考电压vref的情况下的光时间转换的状态的图。

在图7中，横轴示出采样时间，纵轴示出溢出信号中的估计信号。

图7示出与基于所应用的光的性质(适应性)的溢出电荷(信号)对应的比较器221反转的采样时间。

在图7中，示出相对于各种各样的固定基准电压dc1、dc2、dc3和斜坡基准电压vramp反转的采样时间。这里，使用线性基准斜坡。

当进行以上的针对饱和溢出电荷的第一比较处理cmpr1的时间戳adc模式的动作结束时，使浮置扩散层fd1和比较器221复位之后，转移到进行针对非饱和电荷的第二比较处理cmpr2的线性adc模式的动作。

图8是表示本发明的第一实施方式的数字像素中的光响应覆盖范围的图。在图8中示出估计的光转换覆盖范围。

在图8中，tc1示出时间戳adc模式动作下的信号(ad转换传递曲线)，tc2示出线性adc模式动作下的信号(ad转换传递曲线)。

时间戳adc模式能够具有针对非常明亮的光的光响应，因此，线性adc模式能够具有来自暗电平的光响应。例如，能够实现120db的动态范围性能。

例如，如上所述，光转换范围的饱和信号为900ke。

线性adc模式是应用了adc的通常的读出模式动作，因此，从2e的噪声电平覆盖到8ke的光电二极管pd1与浮置扩散层fd1的饱和为止。

线性adc模式的覆盖范围能够利用追加的开关和电容而扩展到30ke。

图8示出理想地进行与第一比较处理cmpr1相应的第一ad转换传递曲线tc1和与第二比较处理cmpr2相应的第二ad转换传递曲线tc2的合成处理，在两曲线tc1、tc2的接合部(接合区域)无接合间隙，进行平滑的切换(连接)的情况。

但是，实际上，在时间戳adc模式中，如果要实时利用在蓄积期间(曝光期间)从光电二极管溢出的溢出电荷，则在该蓄积期间中也会受到浮置扩散层fd1的暗电流及其散粒噪声的影响，比较器221的反转定时有可能变动。

因此，有可能产生比较器221的误判定、非敏感性输入范围，作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声(fpn)、ac转换传递曲线产生非线性。

因此，在本实施方式中，如之后详述的那样，在第一比较处理中，第一比较处理期间被分割为多个子期间，在各子期间中，进行将输出缓冲部211的电压信号vsl与参考电压vref进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的模拟数字(ad)转换处理。

更具体而言，读出部60在多个子期间的每一个中，至少从将形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1复位为复位电平起到各子期间的结束为止，反复执行对输出缓冲部211的电压信号vsl与斜坡状的子参考电压ramp进行比较的ad转换处理，由此来抑制或消除形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1的暗电流的影响，在抑制图像劣化的同时实现了实质上的宽动态范围化。

图9是表示本发明的第一实施方式的存储器部以及输出电路的结构例的图。

在比较器221中，将通过第一比较处理cmpr1而对与浮置扩散层fd1的溢出电荷相应的电压信号进行了数字化的第一比较结果信号scmp1、以及通过第二比较处理cmpr2而对光电二极管pd1的蓄积电荷进行了数字化的第二比较结果信号scmp2建立关联地，作为数字数据存储于存储器231、232中。

存储器部230由sram或dram构成，被提供数字转换的信号，与光转换码对应，能由像素阵列周边的输出电路40的外部io缓冲器41读出。

图10是表示本发明的第一实施方式的固体摄像装置10中的帧读出时序的一例的图。

这里，对固体摄像装置10中的帧读出方式的一例进行说明。

在图10中，ts示出时间戳adc的处理期间，lin示出线性adc的处理期间。

如上所述，溢出电荷在蓄积期间pi中蓄积于浮置扩散层fd1。时间戳adc模式在蓄积时间pi中进行动作。

实际上，时间戳adc模式在蓄积期间pi中且在到浮置扩散层fd1被复位为止的期间进行动作。

当时间戳adc模式的动作结束时，转移至线性adc模式，读出浮置扩散层fd1的复位时的信号(vrst)并转换数字信号，以使得将数字信号存放于存储器部230。

进而，在蓄积期间pi结束后，在线性adc模式中，读取与光电二极管pd1的蓄积电荷相应的信号(vsig)并转换数字信号，以使得将数字信号存放于存储器部230。

所读出的帧是通过来自存储器节点的数字信号数据的读出而执行的，并经由具有这种mipi数据格式的例如输出电路40的io缓冲器41(图9)而送至固体摄像装置10(图像传感器)的外部。该动作能对全像素(pixel)阵列全局地执行。

另外，在像素部20中，在所有像素同时地使用复位晶体管rst1-tr与传输晶体管tg1-tr对光电二极管pd1进行复位，由此，在所有像素同时并行地开始曝光。另外，在规定的曝光期间(蓄积期间pi)结束之后，使用传输晶体管tg1-tr，通过ad转换部220、存储器部230对来自光电转换读出部的输出信号进行采样，由此，在所有像素同时并行地结束曝光。由此，电子地实现了完全的快门动作。

垂直扫描电路30根据定时控制电路50的控制，在快门行以及读出行中通过行扫描控制线进行数字像素200的光电转换读出部210的驱动。

垂直扫描电路30根据定时控制电路50的控制，向各数字像素200的比较器221供给依照第一比较处理cmpr1、第二比较处理cmpr2而设定的参考电压vref1、vref2。

另外，垂直扫描电路30按照地址信号，输出进行信号的读出的读取行和对蓄积于光电二极管pd的电荷进行复位的快门行的行地址的行选择信号。

输出电路40例如如图9所示那样包含与像素部20的各数字像素200的存储器输出对应而配置的io缓冲器41，将从各数字像素200读出的数字数据向外部输出。

定时控制电路50生成像素部20、垂直扫描电路30、输出电路40等的信号处理所需的定时信号。

在本第一实施方式中，读出部60例如在全局快门模式时，进行来自数字像素200的像素信号的读出控制。

(用于抑制或消除fd1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法)

以上，对固体摄像装置10的各部分的结构以及功能的概要、特别是像素部20以及数字像素的结构以及功能进行了说明。

以下，详细叙述用于抑制或消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法等。

首先，在对用于抑制或消除暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法等进行说明之前，考察时间戳adc模式时浮置扩散层fd1的暗电流对前述的基本的第一比较处理造成的影响。

在比较器221中，高亮度侧的输入范围不受光电二极管pd1的线性填充阱(linearfillwell)限制，但由于被adc时钟频率限制，因此与线性adc组合的时间戳adc能够大幅增加数字像素传感器架构的动态范围。

该技术能够成为例如不远的将来的有前景的全局快门技术。

然而，由于浮置扩散层fd1在时间戳adc阶段使用，因此由于浮置扩散层fd1的暗电流和散粒噪声而产生误判定、非敏感性输入范围，特别是在需要延长曝光时间的情况下，有可能成为有害。

通常的3μm像素的浮置扩散层fd1的暗电流在60℃、10ms时为约300el，认为这相当于60mvrms。该变动与约0.3mvrms的比较器(comparator)复位噪声变动相比非常大。

图11是用于说明在时间戳adc模式时浮置扩散层fd1的暗电流对前述的基本的第一比较处理造成的影响的图。

如图11所示，在不产生浮置扩散层fd1的暗电流的理想状况下，fd电压vfdir维持在相同的电平，仅溢出电荷产生电压下降。

然而，实际上，产生浮置扩散层fd1的暗电流，fd电压vfddc相应地降低。

浮置扩散层fd1的暗电流与作为期间为最大10ms的时间戳adc(ts-adc)期间的第一比较处理期间pcmpr1成比例。

因此，比较器221的反转(翻转)时间的变化受到浮置扩散层fd1的暗电流和散粒噪声的较大影响，有可能在作为列整体的图像的偏移的固定模式噪声(fpn)、ac转换传递曲线中产生非线性。

另外，由于难以将浮置扩散层fd1的暗电流的电荷从实际的溢出电荷分离，因此有时在接合的第一ac转换传递曲线tc1和第二ad转换传递曲线tc2的接合点(ad转换码边界)产生接合间隙(ad转换码间隙)，未必能够在该切换区域中保证直线性(线性度)。

在这样的情况下，不能进行平滑的切换，该不连续点成为噪声，成为所谓的色调跳跃等图像劣化的主要原因。

因此，抑制浮置扩散层fd1的暗电流的影响是重要的。

图12是用于说明用于抑制或消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法等的图。

图13是用于说明图12的第一比较处理期间中的ad转换处理方法的ad转换传递曲线等的图。

在本例的第一比较处理的时间戳adc中，为了抑制或消除形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1的暗电流的影响，第一比较处理的期间pcmpr1被分割为多个(在图12的例子中7为一例)子期间psub1～psub7，在各子期间psub1～psub7中分别进行将输出缓冲部211的电压信号vsl与参考电压vref1进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的ad转换处理。

即，读出部60在多个子期间psub1～psub7的每一个中，至少将形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1复位为复位电平后，进行对输出缓冲部211的电压信号vsl与参考电压vref1进行比较的ad转换处理。

更具体而言，读出部60在多个子期间psub1～psub7的每一个中，至少从将形成输出节点的浮置扩散层fd1复位为复位电平起到各子期间psub1～psubp7的结束为止，反复执行对输出缓冲部211的电压信号vsl(vfd)和斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17进行比较的ad转换处理。

换言之，在该时间戳adc中的ad转换处理中，目的在于通过对ad转换的斜坡波形进行卷积(折叠或折返)，消除或抑制浮置扩散层fd1的暗电流的影响，制作冗余的ad转换传递曲线。

在时间戳adc中的本ad转换处理方法中，以多个adc转换时隙分割曝光时间(蓄积期间)，在最初将浮置扩散层fd1清除而进行模拟cds之后，反复执行对输出缓冲部211的电压信号vsl与斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17进行比较的ad转换处理。

这样，通过定期清除浮置扩散层fd1，即使在更高的动作温度下也能够忽略浮置扩散层fd1的暗电流。

例如，在浮置扩散层fd1的暗电流为10ms且100el/sec的情况下，通过进行16次子ad转换动作，在1.25ms的周期性的ad转换中仅生成6.25el。

这远远小于光子散粒噪声，在5kel的全阱电容的情况下，通常为约70el。

因此，浮置扩散层fd1的暗电流的影响被光子散粒噪声掩盖。

adc_code＜n-1：0>被分段化为msb比特和lsb比特。

这里，msb比特表示比较器221反转时的ad转换周期数。另外，lsb比特表示ad转换周期中的精细的码步(codestep)。以这种方式，可以记录比较器221的反转(翻转)定时而不生成遗漏码(missingcode)。

通过上述方案，能够制作ad转换传递曲线tc的重叠区域。

通过该重叠，即使在子期间精细地进行了ad转换，也能够不产生接缝上的码跳跃地再现时间戳(ts)ad转换码。

另外，停止数字像素200的源极跟随偏置电流和比较器(comparator)221的偏置电流，能够节约功耗。

另外，由于能够在每个ad转换中进行模拟cds动作，因此能够大幅抑制包含1/f噪声、偏移的rts噪声，能够减少时间戳(ts)adc的噪声读出。

如上所述，在时间戳(ts)adc模式的第一比较处理期间中进行多个子ad转换，但是，例如如图12所示，在各子期间psub1～psub7中设定的斜坡状的子参考电压ramp～ramp17的最终值被设定为99％。

该子参考电压ramp11～ramp17的最终值可设置为任意值。

然而，期望子参考电压ramp11～ramp17的最终值被设定为至少在最终的子期间psub7中即使输出缓冲部211的输出电压信号由于浮置扩散层fd1的暗电流而变化也能够避免比较器221中的误判定的电平。

最终值的百分比根据实际的电路条件而不同。

在图12的例子中，adc_code被分类为msb段和lsb段。在此，当开始下一个子ad转换时，msb码增减。lsb码在子ad转换时增减，在子ad转换开始时被复位为初始值。

如图12所示，由于斜坡波形的所谓折叠特性，存在比较器221的多个反转(翻转)点(例如，p1、p2和p3)。

但是，最初的反转点的adc_code被存储在asic像素的sram中，通过内置于asic像素的存储器改写保护功能而被安全地保持。需要说明的是，反转点p1、p2、p3表示相同的最终ad转换码。

并且，在本实施方式中，如图13所示，在各子期间psub1～psub8(在图13的例子中，将子期间的数量设为8作为一个例子)中的ad转换传递函数stc1～stc8应用逆传递函数而线性化。

在多个子期间psub1～psub8中得到的ac转换传递曲线至少在2个子期间包含重叠的区域。

这样，ac转换传递函数稍微重叠，因此在一个入射光中存在多个ad转换码。如图13的点p11、p12及p13。

在图13中，msb＜y-1：0>表示子ad转换的传递次数，lsb＜n-y：0>表示等效fd电压的范围。

如上所述，在用于抑制或消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响的第一比较处理期间中的ad转换处理方法中，以多个adc转换时隙分割曝光时间(蓄积期间)，最初清除浮置扩散层fd1并且进行了模拟cds之后，反复执行将输出缓冲部211的电压信号vsl和斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17进行比较的ad转换处理。

由此，能够消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响，能够在时间戳adc(ts-adc)和线性adc(lin-adc)的边界减少ad转换码间隙。

另外，由于ad转换周期较短，因此1/f、rts等低频噪声通过模拟cds动作而被大幅去除。

另外，在各子期间psub1～psub7设定的斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17的最终值例如设定为99％。

由此，在各子ad转换时，能够避免由于比较器221的时钟馈通和失配而产生错误的比较器221的反转(翻转)。

另外，在多个子期间psub1～psub8中得到的ac转换传递曲线能够至少在两个子期间包含重叠的区域，因此能够防止ad转换码丢失。

(固体摄像装置10的层叠结构)

接下来，对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明。

图14是用于对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明的示意图。

图15是用于对本第一实施方式的固体摄像装置10的层叠结构进行说明的简要剖视图。

本第一实施方式的固体摄像装置10具有第一基板(上基板)110和第二基板(下基板)120的层叠结构。

固体摄像装置10例如在以晶圆级贴合之后，形成为通过切割而切出的层叠构造的摄像装置。

在本例中具有第一基板110和第二基板120层叠的结构。

在第一基板110，以其中央部为中心形成像素部20的各数字像素200的光电转换读出部210。

在第一基板110的光l的入射侧即第一面111侧形成光电二极管pd，在该光入射侧形成微透镜mcl、彩色滤光器。

在第一基板110的第二面侧形成传输晶体管tg1-tr、复位晶体管rst1-tr、源极跟随晶体管sf1-tr、电流晶体管ic1-tr。

如此在本第一实施方式中，在第一基板110基本上行列状形成数字像素200的光电转换读出部210。

在第二基板120矩阵状形成各数字像素200的ad转换部220、存储器部230。

另外，在第二基板120可以还形成垂直扫描电路30、输出电路40以及定时控制电路50。

在这样的层叠结构中，第一基板110的各光电转换读出部210的读出节点nd2和第二基板120的各数字像素200的比较器221的反转输入端子(-)例如如图3所示那样，分别使用信号线lsgn1、微凸块bmp、通孔(die-to-dievia)等进行电连接。

另外，在本实施方式中，第一基板110的各光电转换读出部210的读出节点nd2和第二基板120的各数字像素200的比较器221的反转输入端子(-)通过耦合电容器c221进行ac耦合。

(固体摄像装置10的读出动作)

以上说明了固体摄像装置10的各部的特征性的构成以及功能。

接下来，对本第一实施方式的固体摄像装置10的数字像素200的像素信号的读出动作等进行详细说明。

图16是用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要是像素部中的读出动作的时序图。

图17是表示用于说明本第一实施方式的固体摄像装置的规定快门模式时的主要是像素部中的读出动作的动作时序以及电位转移的图。

首先，当开始读出动作时，如图16以及图17的(a)所示，进行使各数字像素200的光电二极管pd1以及浮置扩散层fd1复位的全局复位。

在全局复位中，在全像素同时地将复位晶体管rst1-tr与传输晶体管tg1-tr保持为规定期间导通状态，使光电二极管pd1以及浮置扩散层fd1复位。然后，在全像素同时地将复位晶体管rst1-tr与传输晶体管tg1-tr切换成非导通状态，在全像素同时并行地开始曝光、即电荷的蓄积。

然后，如图16以及图17的(b)所示，开始针对溢出电荷的时间戳(ts)adc模式的动作。

溢出电荷在蓄积期间pi中蓄积于浮置扩散层fd1。时间戳adc模式在蓄积时间pi中进行动作，具体而言，在蓄积期间pi中且在到浮置扩散层fd1被复位为止的期间进行动作。

在时间戳(ts)adc模式中，在光电转换读出部210中，与ad转换部220的第一比较处理期间pcmpr1对应地，输出与在蓄积期间pi从光电二极管pd1溢出到作为输出节点的浮置扩散层fd1的溢出电荷相应的电压信号vsl1。

而且，在ad转换部220的比较器221中进行第一比较处理cmpr1。

在第一比较处理的时间戳adc中，为了抑制或消除形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1的暗电流的影响，第一比较处理的期间pcmpr1例如被分割为多个子期间psub1～psub7，在各子期间psub1～psub7中分别进行将输出缓冲部211的电压信号vsl与参考电压vref1进行比较并且输出数字化的第一比较结果信号scmp1的ad转换处理。

更具体而言，在多个子期间psub1～psub7的每一个中，至少从将形成输出节点的浮置扩散层fd1复位为复位电平起到各子期间psub1～psub7结束为止，反复执行将输出缓冲部211的电压信号vsl与斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17进行比较的ad转换处理。

从比较器221输出各第一比较结果信号scmp1，与第一比较结果信号scmp1相应的数字数据被存储于存储部230的存储器231中。

接下来，如图16以及图17的(c)所示，针对溢出电荷的时间戳(ts)adc模式的动作结束，转移到线性adc模式，向浮置扩散层fd1的复位期间pr2转移。

在复位期间pr2，将复位晶体管rst1-tr保持为规定期间导通状态，使浮置扩散层fd1复位。读出浮置扩散层fd1的复位时的信号(vrst)并将数字信号存放于存储器部230的存储器232。

然后，将复位晶体管rst1-tr切换为非导通状态。在该情况下，蓄积期间pi继续。

接下来，如图16以及图17的(d)所示，蓄积期间pi结束，向传输期间pt转移。

在传输期间pt，将传输晶体管tg1-tr保持为规定期间导通状态，将光电二极管pd1的蓄积电荷传输至浮置扩散层fd1。

在线性(lin)adc模式中，在光电转换读出部210中，与ad转换部220的第二比较处理期间pcmpr2对应地，输出与在蓄积期间pi结束后从光电二极管pd1传输至作为输出节点的浮置扩散层fd1的蓄积电荷相应的电压信号vsl2。

而且，在ad转换部220的比较器221中进行第二比较处理cmpr2。在比较器221中，在读出部60的控制下，输出针对电压信号vsl2的数字化后的第二比较结果信号scmp2，该电压信号vsl2是与在蓄积期间pi后从光电二极管pd1传输至作为输出节点的浮置扩散层fd1的蓄积电荷相应的信号，与第二比较结果信号scmp2相应的数字数据被存放于存储器部230的存储器232。

在存储器部230中读出的信号是通过来自存储器节点的数字信号数据的读出而执行的，并经由具有这种mipi数据格式的例如输出电路40的io缓冲器41而送至固体摄像装置10(图像传感器)的外部。该动作能对全像素(pixel)阵列全局地执行。

如上所述，根据本第一实施方式，固体摄像装置10在像素部20中包含光电转换读出部210、ad转换部220以及存储器部230作为数字像素，构成为具有全局快门的动作功能的例如层叠型的cmos图像传感器。

在本第一实施方式的固体摄像装置10中，各数字像素200具有ad转换功能，ad转换部220具有进行将通过光电转换读出部210读出的电压信号和参考电压进行比较并且输出数字化的比较结果信号的比较处理的比较器221。

而且，比较器221在读出部60的控制下进行第一比较处理cmpr1和第二比较处理cmpr2，在该第一比较处理cmpr1中，输出针对与在蓄积期间从光电二极管pd1溢出到输出节点(浮置扩散层)fd1的溢出电荷相应的电压信号的数字化后的第一比较结果信号scmp1，在该第二比较处理cmpr2中，输出针对与在蓄积期间后的传输期间传输至浮置节点fd1(输出节点)的光电二极管pd1的蓄积电荷相应的电压信号的数字化后的第二比较结果信号scmp2。

而且，在第一比较处理的时间戳adc中，为了抑制或消除形成输出节点nd1的浮置扩散层fd1的暗电流的影响，第一比较处理的期间cmpr1被分割为多个(在本例中7为一例)子期间psub1～psub7，在各子期间psub1～psub7中分别进行将输出缓冲部211的电压信号vsl与参考电压vref1进行比较并且输出数字化后的比较结果信号的ad转换处理。

因此，根据本第一实施方式的固体摄像装置10，能够实时利用蓄积期间从光电二极管溢出的电荷，抑制或消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响，因此能够抑制图像劣化并实质上实现宽动态范围化、高帧频化。

另外，根据本第一实施方式，能够实质上实现宽动态范围化、高帧频化，而且能够实现低噪声化，能够最大限度地扩大有效像素区域，能够最大限度地提高单位成本的价值。

另外，根据本第一实施方式，以多个adc转换时隙分割曝光时间(蓄积期间)，在最初将浮置扩散层fd1清除而进行模拟cds之后，反复执行对输出缓冲部211的电压信号vsl与斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17进行比较的ad转换处理。

由此，能够消除浮置扩散层fd1的暗电流的影响，在时间戳adc(ts-adc)和线性adc(lin-adc)的边界减少ad转换码间隙。

另外，由于ad转换周期较短，因此1/f、rts等低频噪声能够通过模拟cds动作而大幅地去除。

另外，在各子期间psub1～psub7中设定的斜坡状的子参考电压ramp11～ramp17的最终值例如设定为99％。

由此，在各子ad转换时，能够避免由于比较器221的时钟馈通和失配而产生错误的比较器221的反转(翻转)。

另外，在多个子期间psub1～psub8中得到的ac转换传递曲线能够至少在两个子期间包含重叠的区域，因此能够防止ad转换码丢失。

换言之，通过该重叠，即使在子期间精细地进行了ad转换，也能够不产生接缝上的码跳跃地再现时间戳(ts)ad转换码。

另外，根据本第一实施方式的固体摄像装置10，能够在防止结构的复杂化的同时，防止布局上的面积效率的降低。

另外，本第一实施方式的固体摄像装置10具有第一基板(上基板)110和第二基板(下基板)120的层叠结构。

因此，在本第一实施方式中，通过基本上仅利用nmos系的元件来形成第一基板110侧、以及利用像素阵列最大限度地扩大有效像素区域，从而能够最大限度地提高单位成本的价值。

(第二实施方式)

图18是用于对本发明的第二实施方式的固体摄像装置进行说明的图，是示出时间戳adc模式动作与线性adc模式动作的选择处理的一例的图。

本第二实施方式的固体摄像装置10a与上述的第一实施方式的固体摄像装置10的不同点如下。

在第一实施方式的固体摄像装置10中，连续地进行时间戳(ts)adc模式动作和线性(lin)adc模式动作。

与此相对，在本第二实施方式的固体摄像装置10a中，能够根据照度而选择性地进行时间戳(ts)adc模式动作和线性(lin)adc模式动作。

在图18的例子中，在通常的照度的情况下(st1)，连续地进行时间戳adc模式动作和线性adc模式动作(st2)。

在不为通常的照度而为非常(极)高的照度的情况下(st1、st3)，电荷从光电二极管pd1向浮置扩散层fd1溢出的概率高，因此，仅进行时间戳adc模式动作(st4)，

在不为通常的照度也不为非常(极)高的照度而为非常(极)低的照度的情况下(st1、st3、st5)，电荷从光电二极管pd1向浮置扩散层fd1溢出的概率非常低，因此，仅进行线性adc模式动作(st6)。

根据本第二实施方式，能够获得与上述第一实施方式的效果同样的效果，此外还能够实现读出处理的高速化、低功耗化。

(第三实施方式)

图19是表示本发明的第三实施方式的固体摄像装置10b中的帧读出时序的一例的图。图19中，ts示出时间戳adc。

图20是示出向本第三实施方式的比较器输入了参考电压的情况下的光时间转换的状态的图。

在图20中，横轴示出采样时间，纵轴示出溢出信号中的估计信号。需要说明的是，这里所谓的溢出信号，是使传输晶体管tg1-tr为导通状态来未在光电二极管pd1积蓄电荷为条件(非溢出)而估计的信号。

图20示出基于运用的光的性质(适应性)的与非溢出电荷(信号)对应的比较器221进行反转的采样时间。

图21a以及图21b是表示本第三实施方式中的数字码与基于光转换的电荷量之间的关系的图。图21a示出使用了线性的斜坡信号的情况下的特性，图21b示出使用了对数信号的情况下的特性。在图21a以及图21b中示出：针对256码的15n采样(3usec蓄积时间)；关于线性斜坡参考电压的150uv/e(10mv-800mv)。

在本第三实施方式中，读出部60对比较器221进行控制，使得：即便在蓄积期间不从光电二极管pd1向作为输出节点的浮置扩散层fd1溢出的情况下，也通过第一比较处理cmpr1，输出针对与电荷相应的电压信号vsl的数字化后的第一比较结果信号scmp1。

在本第三实施方式中，能够实现良好的转换处理，并能够根据情况来实现86db的动态范围性能。

(第四实施方式)

图22是表示本发明的第四实施方式的固体摄像装置的像素的结构例的图。

本第四实施方式的固体摄像装置10c与上述的第一实施方式的固体摄像装置10的不同点如以下那样。

在本第四实施方式的固体摄像装置10c中，作为电流源的电流晶体管ic1-tr不配置在第一基板110侧而是配置在例如第二基板120侧的ad转换部220的输入侧。

根据本第四实施方式，能得到与上述的第一实施方式的效果同样的效果。

以上说明的固体摄像装置10、10a、10b、10c能够在数码相机、摄影机、便携终端或监视用摄像头、医疗用内窥镜用摄像机等电子设备中用作摄像器件。

图23是表示搭载了运用本发明的实施方式的固体摄像装置的摄像机系统的电子设备的结构的一例的图。

如图23所示，本电子设备300具有能够应用本实施方式的固体摄像装置10的cmos图像传感器310。

进而，电子设备300具有将入射光引导到该cmos图像传感器310的像素区域(对被摄体像进行成像)的光学系统(透镜等)320。

电子设备300具有对cmos图像传感器310的输出信号进行处理的信号处理电路(prc)330。

信号处理电路330对cmos图像传感器310的输出信号实施规定的信号处理。

由信号处理电路330处理过的图像信号作为动态图像在由液晶显示器等构成的监视器显示，或者还能在打印机输出，另外还能直接记录于存储卡等记录介质等，能够实现各种方式。

如上述那样，通过搭载前述的固体摄像装置10、10a、10b、10c作为cmos图像传感器310，能提供高性能、小型、低成本的摄像机系统。

并且能实现在摄像机的设置的要件中有安装尺寸、能连接电缆根数、电缆长度、设置高度等制约的用途中使用的例如监视用摄像头、医疗用内窥镜用摄像机等电子设备。