基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传方法及链路与流程

本发明涉及光和无线融合接入网络领域，具体是涉及一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传方法及链路。

背景技术：

c-ran(centralizedratioaccessnetwork，集中式无线接入网络)是一种基于集中化处理(centralizedprocessing)、协作式无线电(collaborativeradio)和实时云计算构架(real-timecloudinfrastructure)的绿色无线接入网构架(cleansystem)，其本质是通过减少基站机房数量、减少能耗、采用协作化、虚拟化技术，实现资源共享和动态调度，提高频谱效率，以达到低成本、高带宽和高灵活度的运营。

在c-ran中，bbu(buildingbasebandunit，基带处理单元)和rrh(remoteradiohead，远端射频头)之间由光纤链路连接的部分被称为移动前传。现有的移动前传采用的是基于cpri(commonpublicradiointerface，通用公共无线电接口)数字信号的数字光载无线技术(d-rof)，将bbu端的ofdm(orthogonalfrequencydivisionmultiplexing，正交频分复用)信号通过i/q(in-phase/quadrature，同相/正交)两路的15bit量化，变为二进制的ook(on-offkeying，二进制振幅键控)信号，再通过强度调制/直接检测(im/dd)经过光纤传输。这样的频谱效率就会降低，对光纤信道的带宽需求就会提高，随着bbu端无线信号的速率提高，对光器件和带宽的要求就越来越高。一方面，增加量化比特数可以降低量化噪声，从而保证高质量传输，但由于需要更多比特，导致频谱效率降低；另一方面，减少量化比特数可以提升频谱效率，但是会增加量化噪声，导致传输质量受损。如何解决这一矛盾，是下一代移动前传中面临的重要问题。

技术实现要素：

本发明的目的是为了克服上述背景技术的不足，提供一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传方法及链路，能够有效降低量化基带信号所需比特数，提升频谱效率，实现高频谱效率、高质量的数字移动前传传输。

第一方面，提供一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传方法，包括以下步骤：

在发送端，对基带正交频分复用ofdm信号样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数；

对得到的dct变换系数进行分段，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，并对各分段分别进行量化处理，产生离散数字信号。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以显著降低，从而提升了频谱效率。

根据第一方面，在第一方面的第一种可能的实现方式中，该方法还包括以下步骤：

在接收端，对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数；

对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点。

在接收端，将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第一方面的第二种可能的实现方式中，所述对得到的dct变换系数进行分段，包括以下步骤：

统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分段。

根据第一方面的第二种可能的实现方式，在第一方面的第三种可能的实现方式中，分配量化比特数时，每个分段内的dct变换系数采用相同的量化比特数，不同的分段内采用不同的量化比特数。

根据第一方面的第三种可能的实现方式，在第一方面的第四种可能的实现方式中，在发送端，对ofdm信号样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，具体包括以下步骤：

在发送端，对ofdm信号样点进行分组，分组中的样点个数为n，n为正整数，分组后的信号为xn＝[x(0)，x(1)，...x(n-1)]，其中x(k)表示第k个分量，k表示分量序号，k＝0，1，...，n-1；

经过n点的dct变换，得到长度为n的dct变换系数cn，cn＝[c(0)，c(1)，...c(n-1)]，其中c(k)表示第k个分量，

根据第一方面的第四种可能的实现方式，在第一方面的第五种可能的实现方式中，对得到的dct变换系数进行分段，具体包括以下步骤：

将dct变换系数cn进行分段，分段数为m，m为正整数，其中，第m个分段为bm，m表示分段标号，取值为从1到m的正整数，bm是dct变换系数的集合{c(0)，c(1)，...c(n-1)}的子集，集合中dct变换系数的个数为nbm；

当m＝1时，b1＝{c(0)，c(1)，...c(nb1-1)}；

当m＞1时，bm＝{c(nb1+nb2+…+nbm-1)，c(nb1+nb2+…+nbm-1+1)，...c(nb1+nb2+…+nbm-1+nbm-1)}。

根据第一方面的第五种可能的实现方式，在第一方面的第六种可能的实现方式中，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，具体包括以下步骤：

总的量化比特数为q，分段bm中dct变换系数的平均方差为分配给bm的量化比特数为qbm，其中，表示向下取整。

根据第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第七种可能的实现方式中，时，分配的比特数为0。

根据第一方面的第六种可能的实现方式，在第一方面的第八种可能的实现方式中，分配量化比特数以后，还包括以下步骤：

计算平均每个样点的量化比特数vdct：

根据第一方面的第八种可能的实现方式，在第一方面的第九种可能的实现方式中，在接收端，对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数，具体包括以下步骤：

在接收端，将接收到的离散数字信号，每nbm个分为一组，将每一组内的离散数字信号按照如下方式进行分段：每qbm·nbm个离散数字信号组成一个子块，每个子块内，对每qbm个离散数字信号进行反量化，恢复出一个系数，共得到nbm个恢复系数，每nbm个恢复系数组成一个恢复分段，共得到m个恢复分段，m个恢复分段组成长度为的恢复系数，在该系数后填长度为的0，得到长度为n的恢复dct系数。

根据第一方面的第九种可能的实现方式，在第一方面的第十种可能的实现方式中，对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点，具体包括以下步骤：

对长度为n的恢复dct系数进行idct变换，得到n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点，具体公式如下：

其中，表示恢复dct系数，表示恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点；

将每n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点合组，得到基带ofdm信号样点。

第二方面，提供一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传链路，包括基带处理单元bbu，其特征在于，所述bbu包括：

基带信号处理模块，用于：在发送端，对集中化bbu池中的数据进行处理，产生基带ofdm复数连续信号的样点；

基于dct和分段量化的编码模块，用于：对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数；对得到的dct变换系数进行分段，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，并对各分段分别进行量化处理，得到离散数字信号；

组帧模块，用于：将离散数字信号组成离散帧信号，发至光纤传输链路。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以显著降低，从而提升了频谱效率。

根据第二方面，在第二方面的第一种可能的实现方式中，数字移动前传链路还包括远端射频头rrh，rrh包括：

解帧模块，用于：在接收端，对经过光电转换得到的离散帧信号进行解帧，得到离散数字信号；

基于dct和分段量化的解码模块，用于：对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数；对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点；

dac，用于：进行数模转换，得到模拟信号；

射频前端，用于：将模拟信号送往对应的天线发送。

在接收端，将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

根据第二方面的第一种可能的实现方式，在第二方面的第二种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块对得到的dct变换系数进行分段，包括以下步骤：

统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分段。

根据第二方面的第二种可能的实现方式，在第二方面的第三种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块分配量化比特数时，每个分段内的dct变换系数采用相同的量化比特数，不同的分段内采用不同的量化比特数。

根据第二方面的第三种可能的实现方式，在第二方面的第四种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，具体包括以下步骤：

所述基于dct和分段量化的编码模块对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组，分组中的样点个数为n，n为正整数，分组后的信号为xn＝[x(0)，x(1)，...x(n-1)]，其中x(k)表示第k个分量，k表示分量序号，k＝0，1，...，n-1；

经过n点的dct变换，得到长度为n的dct变换系数cn，cn＝[c(0)，c(1)，...c(n-1)]，其中c(k)表示第k个分量，

根据第二方面的第四种可能的实现方式，在第二方面的第五种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块对得到的dct变换系数进行分段，具体包括以下步骤：

所述基于dct和分段量化的编码模块将dct变换系数cn进行分段，分段数为m，m为正整数，其中，第m个分段为bm，m表示分段标号，取值为从1到m的正整数，bm是dct变换系数的集合{c(0)，c(1)，...c(n-1)}的子集，集合中dct变换系数的个数为nbm；

当m＝1时，b1＝{c(0)，c(1)，...c(nb1-1)}；

当m＞1时，bm＝{c(nb1+nb2+…+nbm-1)，c(nb1+nb2+…+nbm-1+1)，...c(nb1+nb2+…+nbm-1+nbm-1)}。

根据第二方面的第五种可能的实现方式，在第二方面的第六种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，具体包括以下步骤：

总的量化比特数为q，分段bm中dct变换系数的平均方差为分配给bm的量化比特数为qbm，其中，表示向下取整。

根据第二方面的第六种可能的实现方式，在第二方面的第七种可能的实现方式中，时，分配的比特数为0。

根据第二方面的第六种可能的实现方式，在第二方面的第八种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的编码模块分配量化比特数以后，还用于：

计算平均每个样点的量化比特数vdct：

根据第二方面的第八种可能的实现方式，在第二方面的第九种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的解码模块对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数，具体包括以下步骤：

所述基于dct和分段量化的解码模块将接收到的离散数字信号，每个分为一组，将每一组内的离散数字信号按照如下方式进行分段：每qbm·nbm个离散数字信号组成一个子块，每个子块内，对每qbm个离散数字信号进行反量化，恢复出一个系数，共得到nbm个恢复系数，每nbm个恢复系数组成一个恢复分段，共得到m个恢复分段，m个恢复分段组成长度为的恢复系数，在该系数后填长度为的0，得到长度为n的恢复dct系数。

根据第二方面的第九种可能的实现方式，在第二方面的第十种可能的实现方式中，所述基于dct和分段量化的解码模块对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点，具体包括以下步骤：

所述基于dct和分段量化的解码模块对长度为n的恢复dct系数进行idct变换，得到n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点，具体公式如下：

其中，表示恢复dct系数，表示恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点；

将每n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点合组，得到基带ofdm信号样点。

与现有技术相比，本发明的优点如下：

对于集中式无线电接入网络中移动前传部分，本发明提出一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传结构，在发送端，将基带ofdm信号样点经过分组、dct变换，得到一系列dct变换系数，然后对系数进行分段量化，转换为比特。由于dct变换具有能量集中的特点，所得系数的能量主要集中在系数的前半部分，后半部分系数能量较小，因此，引入分段量化的概念，对能量较大的系数分配较多的量化比特数，能量较小的系数分配较少的量化比特数，能量特别小的系数，直接丢弃不进行量化。这样相比于传统方法对所有ofdm信号样点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以显著降低，从而提升了频谱效率。因此，本发明能够有效降低量化基带信号所需比特数，提升频谱效率，实现高频谱效率、高质量的数字移动前传传输。

附图说明

图1是本发明实施例中基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传链路的结构示意图。

图2是本发明实施例中基于dct和分段量化的编码器的结构示意图。

图3是本发明实施例中基于dct和分段量化的解码器的结构示意图。

图4是本发明实施例中压缩比达到33.27％时的1024qam解调星座图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例对本发明作进一步的详细描述。

实施例1

为了解决数字移动前传中bbu和rrh之间信号传输频谱效率(量化比特数)和传输质量之间矛盾的问题，本发明实施例提供一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传方法，包括以下步骤：

在发送端，对基带正交频分复用ofdm信号样点进行分组、dct(discretecosinetransform，数字余弦变换)变换，得到一系列dct变换系数；

对得到的dct变换系数进行分段，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，并对各分段分别进行量化处理，产生离散数字信号；

在接收端，对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数；

对恢复dct系数进行idct(inversediscretecosinetransform，数字余弦逆变换)变换、合组，得到基带ofdm信号样点。

进一步，对得到的dct变换系数进行分段，包括以下步骤：

统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分段。

优选的，分配量化比特数时，每个分段内的dct变换系数采用相同的量化比特数，不同的分段内采用不同的量化比特数。

优选的，方差越小的分段，分配的量化比特数越小。

在发送端，将基带ofdm信号样点经过分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，然后对系数进行分段量化，转换为比特。由于dct变换具有能量集中的特点，所得系数的能量主要集中在系数的前半部分，后半部分系数能量较小，因此，引入分段量化的概念：首先统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分组。理论上，可以对每一个系数根据方差分配不同的比特数，但是，这样会带来复杂度的大幅增加，因此将方差接近的化为一个分组。分组数越多，复杂度越高，但是，比特分配越接近最优；分组数越少，复杂度越低，但是，比特分配效果越差，需要折中。然后对能量较大的系数分配较多的量化比特数，能量较小的系数分配较少的量化比特数，能量特别小的系数，直接丢弃不进行量化。这样相比于传统方法对所有ofdm信号样点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以显著降低，从而提升了频谱效率。因此，本发明实施例能够有效降低量化基带信号所需比特数，提升频谱效率，实现高频谱效率、高质量的数字移动前传传输。

实施例2

本发明实施例的目的是为解决数字移动前传中，ofdm基带信号在进行量化成数字信号时，为了获得较高的evm(errorvectormagnitude，误差向量幅度)，所需量化比特数较高，从而使得频谱效率降低的问题。

作为优选的实施方式，在实施例1的基础上，在发送端，对ofdm信号样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，具体包括以下步骤：

在发送端，对ofdm信号样点进行分组，分组中的样点个数为n，n为正整数，分组后的信号为xn＝[x(o)，x(1)，...x(n-1)]，其中x(k)表示第k个分量，k表示分量序号，k＝0，１，...，n-1；

经过n点的dct变换，得到长度为n的dct变换系数cn，cn＝[c(0)，c(1)，...c(n-1)]，其中c(k)表示第k个分量，

进一步，对得到的dct变换系数进行分段，具体包括以下步骤：

将dct变换系数cn进行分段，分段数为m，m为正整数，其中，第m个分段为bm，m表示分段标号，取值为从1到m的正整数，bm是dct变换系数的集合{c(0)，c(1)，...c(n-1)}的子集，集合中dct变换系数的个数为nbm。

具体的，当m＝1时，b1＝{c(0)，c(1)，...c(nb1-1)}；

当m＞1时，bm＝{c(nb1+nb2+…+nbm-1)，c(nb1+nb2+…+nbm-1+1)，...c(nb1+nb2+…+nbm-1+nbm-1)}。

优选的，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，具体包括以下步骤：

总的量化比特数为q，分段bm中dct变换系数的平均方差为分配给bm的量化比特数为qbm，其中，表示向下取整。

优选的，时，分配的比特数为0。

优选的，分配量化比特数以后，还包括以下步骤：

计算频谱效率的提升效果：

其中，cr为压缩比例，v代表每个样点的量化比特数。

优选的，分配量化比特数以后，还包括以下步骤：

计算平均每个样点的量化比特数vdct：

具体地，针对移动前传场景中的ofdm信号，对系数序号处于前(1230/2080＝)59.13％的系数分配的量化比特数为8，对系数序号处于中间((1338-1230)/2080＝)5.19％的系数分配的量化比特数为5，对系数序号处于后面((2080-1338)/2080＝)35.67％的系数分配的量化比特数为0，即直接丢弃不量化。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。

实施例3

作为优选的实施方式，在实施例2的基础上，在接收端，对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数，具体包括以下步骤：

在接收端，将接收到的离散数字信号，每个分为一组，将每一组内的离散数字信号按照如下方式进行分段：每qbm·nbm个离散数字信号组成一个子块，每个子块内，对每qbm个离散数字信号进行反量化，恢复出一个系数，共得到nbm个恢复系数，每nbm个恢复系数组成一个恢复分段，共得到m个恢复分段，m个恢复分段组成长度为的恢复系数，在该系数后填长度为的0，得到长度为n的恢复dct系数。

进一步，对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点，具体包括以下步骤：

对长度为n的恢复dct系数进行idct变换，得到n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点，具体公式如下：

其中，表示恢复dct系数，表示恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点；

将每n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点合组，得到基带ofdm信号样点。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。

在接收端，再将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

实施例4

参见图1所示，本发明实施例提供一种基于数字余弦变换和分段量化的数字移动前传链路，包括bbu(buildingbasebandunit，基带处理单元)和rrh(remoteradiohead，远端射频头)，用于对集中化基带处理单元bbu池中基带ofdm信号进行数字化处理。

参见图1所示，bbu包括基带信号处理模块、基于dct和分段量化的编码模块、组帧模块，其中：

基带信号处理模块，用于：在发送端，对集中化bbu池中的数据进行处理，产生基带ofdm复数连续信号的样点；

基于dct和分段量化的编码模块，用于：对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数；对得到的dct变换系数进行分段，根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，并对各分段分别进行量化处理，产生离散数字信号(0、1比特)；

组帧模块，用于：将离散数字信号组成离散帧信号，发至光纤传输链路。

参见图1所示，rrh包括解帧模块、基于dct和分段量化的解码模块、dac(digital-analogconverter，数模转换器)、射频前端，其中：

解帧模块，用于：在接收端，对经过光电转换得到的离散帧信号进行解帧，得到离散数字信号；

基于dct和分段量化的解码模块，用于：对离散数字信号进行处理：对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数；对恢复dct系数进行idct变换、合组，得到基带ofdm信号样点；

dac，用于：进行数模转换，得到模拟信号；

射频前端，用于：将模拟信号送往对应的天线发送。

进一步，基于dct和分段量化的编码模块对得到的dct变换系数进行分段，包括以下步骤：

统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分段。

优选的，基于dct和分段量化的编码模块分配量化比特数时，每个分段内的dct变换系数采用相同的量化比特数，不同的分段内采用不同的量化比特数。

优选的，方差越小的分段，分配的量化比特数越小。

在发送端，将基带ofdm信号样点经过分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，然后对系数进行分段量化，转换为比特。由于dct变换具有能量集中的特点，所得系数的能量主要集中在系数的前半部分，后半部分系数能量较小，因此，引入分段量化的概念：首先统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分组。理论上，可以对每一个系数根据方差分配不同的比特数，但是，这样会带来复杂度的大幅增加，因此将方差接近的化为一个分组。分组数越多，复杂度越高，但是，比特分配越接近最优；分组数越少，复杂度越低，但是，比特分配效果越差，需要折中。然后对能量较大的系数分配较多的量化比特数，能量较小的系数分配较少的量化比特数，能量特别小的系数，直接丢弃不进行量化。这样相比于传统方法对所有ofdm信号样点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以显著降低，从而提升了频谱效率。因此，本发明实施例能够有效降低量化基带信号所需比特数，提升频谱效率，实现高频谱效率、高质量的数字移动前传传输。

实施例5

本发明实施例的目的是为解决数字移动前传中，ofdm基带信号在进行量化成数字信号时，为了获得较高的evm(errorvectormagnitude，误差向量幅度)，所需量化比特数较高，从而使得频谱效率降低的问题。

作为优选的实施方式，在实施例4的基础上，基于dct和分段量化的编码模块对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，具体包括以下步骤：

参见图2所示，基于dct和分段量化的编码模块对基带ofdm复数连续信号的样点进行分组，分组中的样点个数为n，n为正整数，分组后的信号为xn＝[x(0)，x(1)，...x(n-1)]，其中x(k)表示第k个分量，k表示分量序号，k＝0，1，...，n-1；

经过n点的dct变换，得到长度为n的dct变换系数cn，cn＝[c(0)，c(1)，...c(n-1)]，其中c(k)表示第k个分量，

进一步，基于dct和分段量化的编码模块对得到的dct变换系数进行分段，具体包括以下步骤：

基于dct和分段量化的编码模块将dct变换系数cn进行分段，分段数为m，m为正整数，其中，第m个分段为bm，m表示分段标号，取值为从1到m的正整数，bm是dct变换系数的集合{c(0)，c(1)，...c(n-1)}的子集，集合中dct变换系数的个数为nbm；

当m＝1时，b1＝{c(0)，c(1)，...c(nb1-1)}；

当m＞1时，bm＝{c(nb1+nb2+…+nbm-1)，c(nb1+nb2+…+nbm-1+1)，...c(nb1+nb2+…+nbm-1+nbm-1)}。

优选的，基于dct和分段量化的编码模块根据各分段内dct变换系数的能量大小，分配量化比特数，具体包括以下步骤：

总的量化比特数为q，分段bm中dct变换系数的平均方差为分配给bm的量化比特数为qbm，其中，表示向下取整。

优选的，时，分配的比特数为0。

优选的，基于dct和分段量化的编码模块分配量化比特数以后，还用于：

计算平均每个样点的量化比特数vdct：

具体地，针对移动前传场景中的ofdm信号，对系数序号处于前(1230/2080＝)59.13％的系数分配的量化比特数为8，对系数序号处于中间((1338-1230)/2080＝)5.19％的系数分配的量化比特数为5，对系数序号处于后面((2080-1338)/2080＝)35.67％的系数分配的量化比特数为0，即直接丢弃不量化。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。

实施例6

作为优选的实施方式，在实施例5的基础上，参见图3所示，基于dct和分段量化的解码模块对接收到的离散数字信号，根据发送端的分段数量和各分段分配的量化比特数进行分段反量化，得到恢复dct系数，具体包括以下步骤：

基于dct和分段量化的解码模块将接收到的离散数字信号，每个分为一组，将每一组内的离散数字信号按照如下方式进行分段：每qbm·nbm个离散数字信号组成一个子块，每个子块内，对每qbm个离散数字信号进行反量化，恢复出一个系数，共得到nbm个恢复系数，每nbm个恢复系数组成一个恢复分段，共得到m个恢复分段，m个恢复分段组成长度为的恢复系数，在该系数后填长度为的0，得到长度为n的恢复dct系数。

优选的，基于dct和分段量化的解码模块对恢复dct系数进行数字余弦逆变换idct、合组，得到基带ofdm信号样点，具体包括以下步骤：

基于dct和分段量化的解码模块对长度为n的恢复dct系数进行idct变换，得到n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点，具体公式如下：

其中，表示恢复dct系数，表示恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点；

将每n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点合组，得到基带ofdm信号样点。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。在接收端，再将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

实施例7

参见图1所示，在发送端，经过基带信号处理后，产生基带ofdm复数连续信号，其实部(i路)和虚部(q路)分布经过基于dct和分段量化的编码模块，产生离散数字信号；再经过组帧模块形成帧结构，使信号经过ook/pam-4(pulseamplitudemodulation-4，四级脉冲幅度调制)等低成本直调直检(intensitymodulationdirectdetection，im/dd)光纤链路传输到rrh。

在接收端，信号首先经过光电二极管，进行光电转换，变为数字电信号，经过解帧模块，得到基带离散信号，经过基于dct和分段量化的解码模块，得到基带ofdm连续信号，经过dac变为模拟信号后进入射频前端，再送往对应的天线发送。

对于基于dct和分段量化的编码模块，参见图2所示，具体实现方法如下：

在发送端，首先对进入的信号进行分组，分组中样点个数记为n(大于0的正整数)，分组后的信号记为xn＝[x(0)，x(1)，...x(n-1)]，其中x(k)表示第k个分量，k＝0，1，...，n-1表示分量序号。

经过n点的dct变换，得到长度为n的变换系数，记为cn＝[c(0)，c(1)，...c(n-1)]，其中c(k)，k＝0，1，...，n-1表示第k个分量，其计算公式如下：

将dct变换系数cn进行分段量化。具体地，定义分段数为m，其中，第m个分段，定义为bm；m表示分段标号，取值为从1到m的正整数，bm是系数集合{c(0)，c(1)，...c(n-1)}的子集，集合中系数的个数定义为nbm。

具体地，当m＝1时，b1＝{c(0)，c(1)，...c(nb1-1)}；

当m＞1时，bm＝{c(nb1+nb2+…+nbm-1)，c(nb1+nb2+…+nbm-1+1)，...c(nb1+nb2+…+nbm-1+nbm-1)}。

每个分段内系数采用相同的量化比特数，不同的分段内采用不同的量化比特数。

为了便于讨论具体的比特分配方案，定义总的量化比特数为q，分段bm中系数的平均方差为分配给bm的量化比特数为qbm，则在总的量化比特数一定的情况下，根据参考文献[1]：gershoa,grayrm.vectorquantizationandsignalcompression[j].springerinternational,1992,159(1):407-485中量化比特数与变量方差之间的关系：

其中，表示向下取整。

由此可以看出，方差越小，对应分段分配的量化比特数越小，在系数方差特别小的情况下：

分配比特数为0，经过分段量化后的比特记为cqn。

为了便于计算该算法的频谱效率提升效果(相比于cpri的15-bit量化)，定义cr(compressionratio，压缩比例)为：其中v代表该算法每个样点的量化比特数。

在本文的算法中，由于采用分段量化，即不同分段的样点量化比特数不同，因此可计算平均每个样点的量化比特数vdct为：

以典型的lte(longtermevolution，长期演进)信号为例，在分段数为3的情况下，取n＝2080，nb1＝1230，nb2＝108，qb1＝8，qb2＝5，qb3＝0，计算vdct＝4.99，相比于cpri的压缩比例达到33.27％。解调信号星座图如图4所示，evm＝0.85％，传输质量满足1024qm要求(1.68％门限)。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。在接收端，再将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

实施例8

作为优选的实施方式，在实施例7的基础上，参见图3所示，在接收端，基于dct和分段量化的解码模块进行相应的逆操作：

将离散数字信号每个一组,每一组内的离散数字信号按照如下方式进行分段：每qbm·nbm个离散数字信号组成一个子块，每个子块内，每qbm个离散数字信号进行反量化，恢复出一个系数，共得到nbm个恢复系数，每nbm个恢复系数组成一个恢复分段，共得到m个恢复分段，m个恢复分段组成长度为的恢复系数，在该系数后填长度为的0，得到长度为n的恢复dct系数；

对长度为n的恢复dct系数进行idct变换，得到n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点，具体公式如下：

其中，表示恢复dct系数，表示恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点；

将每n个恢复出的基带ofdm复数连续信号的样点合组，得到基带ofdm信号样点。

在发送端，将基带ofdm信号样点经过分组、数字余弦变换dct，得到一系列dct变换系数，然后对系数进行分段量化，转换为比特。由于dct变换具有能量集中的特点，所得系数的能量主要集中在系数的前半部分，后半部分系数能量较小，因此，引入分段量化的概念：首先统计dct变换系数的方差，将方差数值接近的设为一个分组。理论上，可以对每一个系数根据方差分配不同的比特数，但是，这样会带来复杂度的大幅增加，因此将方差接近的化为一个分组。分组数越多，复杂度越高，但是，比特分配越接近最优；分组数越少，复杂度越低，但是，比特分配效果越差，需要折中。然后对能量较大的系数分配较多的量化比特数，能量较小的系数分配较少的量化比特数，能量特别小的系数，直接丢弃不进行量化。

具体地，针对移动前传场景中的ofdm信号，对系数序号处于前(1230/2080＝)59.13％的系数分配的量化比特数为8，对系数序号处于中间((1338-1230)/2080＝)5.19％的系数分配的量化比特数为5，对系数序号处于后面((2080-1338)/2080＝)35.67％的系数分配的量化比特数为0，即直接丢弃不量化。

这样相比于传统方法对所有ofdm信号样本点都用较多的量化比特数，总的量化比特数可以大大降低，从而提升了频谱效率。在接收端，再将接收到的比特组合成量化系数(发送端被丢弃的系数填0)，将量化系数经过相同长度的idct，恢复出ofdm信号。经过实验验证，在相同evm性能要求下，可以降低所需量化比特数，从而提升频谱效率。

本领域的技术人员可以对本发明实施例进行各种修改和变型，倘若这些修改和变型在本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则这些修改和变型也在本发明的保护范围之内。

说明书中未详细描述的内容为本领域技术人员公知的现有技术。