一种无信号间干扰的CD-DCSK混沌通信方案的制作方法

本发明属于通信技术领域，涉及的一种无信号间干扰的cd-dcsk混沌通信方案是经典的相关延迟移位键控(cdsk)调制技术与差分混沌移位键控(dcsk)调制技术的结合。

背景技术：

1990年，美国海军实验室的研究人员首次通过实验发现：使用驱动—响应方法能够使两个耦合的混沌系统实现同步并且产生相同的混沌轨迹。这一突破性的发现为混沌理论应用于通信领域提供了可能。此后，国内外的众多学者开始研究并利用混沌控制和混沌同步实现保密通信，正式开启了混沌理论在通信与信息安全领域的应用。

混沌信号具有极端的初值敏感性、类随机性和长期的不可预测性等复杂特性。借助这些特性，其携带的信息更难被截获或窃听，通信安全性得以提升，因此混沌信号在一定程度上可以满足保密通信的某些独特要求。此外，混沌信号所具有的良好频谱特性和自(互)相关特性也恰好满足扩频通信对扩频码的特殊要求。基于上述原因，混沌在信息安全与通信领域有着诱人的应用前景和重大的实用价值。

近二十多年来，对混沌通信的研究取得了突破性进展，已提出多种基于混沌的数字通信方案。作为第一种混沌数字调制技术，混沌移位键控(chaosshiftkeying,csk)是由parlitz和dedieu分别在1992年和1993年提出的。根据解调时是否需要在接收端恢复出同步的混沌载波,csk系统可以使用相干接收(又称需要混沌同步)和非相干接收(又称无混沌同步)两种方式实现解调。混沌同步难以实现，而csk系统中又存在判决门限漂移问题。为此，研究人员又相继提出了两种经典的非相干混沌通信方案，分别为差分混沌移位键控(differentialchaosshiftkeying，dcsk)方案和相关延迟移位键控(correlationdelayshiftkeying，cdsk)方案。dcsk系统不能连续发送信号，且传输效率不高。为解决上述问题，sushchik等人又提出了cdsk调制方案，其改进之处在于采用加法器取代了dcsk系统中的开关，使得信息传输速率相对于dcsk系统提高了一倍。然而，过多码间干扰的引入，使得cdsk系统的误码率较高。因此，cdsk系统的整体性能不如dcsk系统好。

鉴于此，本发明将cdsk调制技术与dcsk调制技术相结合以综合二者的优势，提出了一种无信号间干扰的相关延迟‐差分混沌移位键控(cd-dcsk)通信方案。

技术实现要素：

本发明针对相关延迟移位键控(cdsk)系统误码性能较差及差分混沌移位键控(dcsk)系统传输速率低的问题，提出了一种无信号间干扰的cd-dcsk混沌通信方案。将传统的cdsk调制技术与dcsk调制技术相结合，并采用一种简单的正交混沌信号发生器，以达到在不改变cdsk系统信息传输速率的情况下改善误码性能的目的。

对于本发明所提出的方案，其实施步骤为：

步骤1：在发送端利用一个简单的正交混沌信号发生器产生两路正交的混沌信号pi和qi，这两路信号由logistic混沌映射产生。两路正交的混沌信号分别经过符号函数归一化后变为信号xi和yi；

步骤2：发送信号si由参考信号和信息承载信号两部分构成。正交混沌信号xi与yi之和作为参考信号在第一时隙传输；混沌信号xi延迟β(β表示在一个时隙内对传输信号采样的点数)后经过二进制信息比特b2k调制的信息承载信号与混沌信号yi延迟3β后经过二进制信息比特b2k+1调制的信息承载信号之和在第二时隙传输；

步骤3：传输信号si在awgn信道传输的过程中受噪声ni干扰，在接收端得到信号ri；

步骤4：接收端采用非相干解调从接收信号ri中提取信息比特。将接收到的信号ri分别与其自身延迟β和3β后的信号进行相关运算得判决变量z2k和z2k+1，然后判决变量分别经过相应的门限判决检测其正负，即可恢复信息比特b2k和b2k+1；

本发明的有益效果在于：本发明提供的一种无信号间干扰的cd-dcsk混沌通信方案，其误码性能明显优于传统的cdsk系统，而信息传输速率较dcsk系统也大幅提高。

附图说明

图1本发明正交混沌信号发生器结构图；

图2本发明cd-dcsk系统发送端结构图；

图3本发明cd-dcsk系统帧结构图；

图4本发明cd-dcsk系统接收端结构图；

图5本发明β＝20,50,100时，系统实验值与理论值对比图；

图6本发明不同eb/n0值下，β与系统ber之间的关系图；

图7本发明β＝20,50时不同系统的性能曲线对比图。

具体实施方式

下面将结合附图，对本发明的实施进行详细描述。

为解决信号间干扰分量带来的误码性能较差的问题，本文利用一种正交混沌信号发生器，产生两路严格正交的混沌信号。其结构框图如图1所示，产生的两路混沌信号满足式(1)：

其中pi，qi分别表示正交信号发生器的产生的两路混沌信号，根据扩频因子的定义知，2β为本系统的扩频因子。此外产生的两路混沌信号还满足：

其正交原理如下：在前β/2时间内，信号pi和信号qi输出值相同；在后β/2时间内，其输出值相反。这就保证了在一个β时间内信号pi和信号qi是严格正交的。

图2为本发明无信号间干扰的cd-dcsk系统发送端结构图。为了恒定系统的比特能量达到提高系统误码性能的目的，在此引入了符号函数。由图2知，系统的一个信息帧由两部分构成：正交混沌信号xi与yi之和作为参考信号在第一时隙发送；混沌信号xi延时β后再经二进制信息比特b2k调制的信息承载信号与混沌信号yi延时3β后再经二进制信息比特b2k+1调制的信息承载信号之和在第二时隙发送。系统帧结构图如图3所示。因此，该系统第k帧发射信号可表示为：

图4为本发明无信号间干扰的cd-dcsk系统接收端结构图。本发明利用相关解调技术，恢复信息比特。将接收信号ri与其自身延时β后的信号ri-β进行相关运算，得到判决变量z2k；同时将ri与其自身延时3β后的信号ri-3β进行相关运算，得到判决变量z2k+1。将所得判决变量送入相应的判决电路，根据判决门限解调出b2k和b2k+1。

接收端相关器的输出为：

信号在传输过程中只受到加性高斯白噪声(additivewhitegaussiannoise,awgn)的干扰，则接收信号ri可表示为：

ri＝si+ni(5)

其中，si为发射信号；ni为加性高斯白噪声，其均值为0，方差为n0/2。

假设接收机完成相关运算是同步的，则公式(4)中的z2k和z2k+1可进一步表示为：

其中：

(6)式和(7)式中的第一项为有用信号，第二项为干扰项。由(8)式和(9)式可见，这些干扰主要来自系统中存在的码间干扰项(信号内部干扰)和噪声干扰项(信号外部干扰)。这是由于采用了正交混沌信号发生器，消除了信号间干扰。根据以下判决准则可恢复b2k和b2k+1：

logistic混沌映射易于实现。因此，本发明中选用该映射产生混沌序列。此处仅以混沌序列xi的产生方式为例进行说明，混沌序列yi的产生方式与序列xi相同，因此就不再赘述。首先，正交混沌信号发生器产生序列pi，再经过符号函数映射成二进制序列xi，如式(12)：

经符号函数映射后得到的混沌序列xi，有如下特性：e[xi]＝0，var[xi]＝1，序列yi也具有上述特性。

下面利用高斯近似法(ga)来推导理论误码率公式。为便于分析，我们假设混沌信号xi(或yi)与ni相互独立，并且当i≠j时，ni和nj相互独立，即e[xini]＝e[xi]e[ni]，var[xini]＝var[xi]var[ni]；e[ninj]＝e[ni]e[nj]；var[ninj]＝var[ni]var[nj]。

(6)式和(7)式中的第二项服从高斯分布，当β值足够大时，第一项也近似服从高斯分布。假设(6)式和(7)式中各项都服从高斯分布，系统发射了n个信息比特对(b2k，b2k+1)，则系统的平均比特能量eb为：

对(6)式进行简单计算：

上述分析及假设中，e[*]表示均值，var[*]表示方差。

假设系统等概率发送二进制信息，则由式(13)～(15)可得信息比特b2k的误判概率为：

同理，信息比特b2k+1的误判概率也可用(16)式表示。因此，系统的误码率为：

由(17)式，可以推导出最佳β值为：

βopt≈eb/n0(18)

此时系统的最小误码率为：

式(16)、(17)、(19)中，erfc(*)为互补误差函数且

图5是无信号间干扰的cd-dcsk系统在采样点数β的不同取值时，理论误码率仿真曲线和montecarlo仿真曲线。由图5可知，当采样点数β较大时，理论误码率仿真曲线和相应的montecarlo仿真曲线吻合的非常好，证明了理论分析的正确性。图6为不同信噪比(eb/n0)取值时，无信号间干扰的cd-dcsk系统误码率随采样点数β变化的曲线。由图6知，随着β的增加，误码率先减少后增大，所以存在最佳β值使得系统误码性能最佳。图7所示为无信号间干扰的cd-dcsk系统与传统的cdsk系统、dcsk系统的误码性能曲线对比图。通过图7的比较，可以发现本发明所提供方案的误码性能优于cdsk系统，但是仍不如dcsk系统好。虽然误码性能不如dcsk系统，但是其信息传输速率是dcsk系统的两倍，所以本发明所提供的方案仍具有一定优势。

本发明通过将传统的cdsk调制技术和dcsk调制技术相结合，并采用一种简单的正交混沌信号发生器，以达到在不改变cdsk系统信息传输速率的情况下改善误码性能的目的。仿真结果也表明误码性能明显的得到了改善。理论误码率仿真曲线和montecarlo仿真曲线相吻合，说明了理论推导的正确性。通过以上说明可以看出本发明在混沌数字通信领域具有重要的应用价值。