一种多用户上行广义频分多址接入系统的接收机设计方法与流程

本发明涉及无线通信中频分多址接入技术领域，具体涉及一种多用户广义频分多址接入系统的接收机设计方法。

背景技术：

由于正交频分多址技术对同步误差异常敏感，且具有较大的带外功率泄漏，很难满足未来无线通信中机器类型通信需求。近年来，广义频分多址(generalizedfrequencydivisionmultiplexing，gfdm)技术被认为是一种具有广阔应用前景的多载波非正交调制技术，其主要优势在于具备较小的带外功率泄漏，以及对异步传输的鲁棒性。

由于原型滤波器的非正交特性，gfdm系统会产生自干扰。因此，在接收端实施用户信号检测时，gfdm系统需要配备比较复杂的接收机。传统接收机实施方法是将信道矩阵与调制矩阵的合成矩阵进行直接求逆，然而，其复杂度随着合成矩阵维度的三次方而增长。为了避免大维度系统矩阵直接求逆而造成的较大计算复杂度，gfdm接收机的低复杂实施方案一直是研究的重点。

通过采用频域干扰删除技术，已有研究提出了一种低复杂度的匹配接收机。然而，该匹配接收机并不能完全消除自干扰。利用调制矩阵的格拉姆(gram)矩阵的块循环属性，已有研究提出了一种匹配接收机与迫零接收机的低复杂度实施方案。然而，已有的低复杂接收机方案都是基于单用户占用所有子载波的场景。在实际上行gfdm接入系统中，可并行调度多个用户，每个用户分配的子载波数目可各不相同，同时，每个用户到基站间的信道矩阵也各不相同。对于该多用户上行gfdm接入系统，已有的单用户低复杂度接收机实施方案并不适用。目前，关于多用户gfdm上行接入系统的接收机设计方法只有传统的系统矩阵直接求逆法。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术中的不足，利用gfdm频域调制矩阵的块循环特性与带状特性，设计了一种多用户广义频分多址接入系统的接收机设计方法，该接收机可实现gfdm系统多用户信号解调。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种多用户广义频分多址接入系统的接收机设计方法，其特征是，包括以下步骤：

s1，获取移除循环前缀后的时域接收信号，将其变换成频域信号；

s2，从频域信号中分离出各用户信号，对各用户信号分别进行均衡处理；

s3，对均衡处理后的各用户信号进行重构，构建gfdm频域调制矩阵的块循环结构；

s4，对重构后的各用户信号实施均衡处理，实现各个用户信号的解调。

进一步的，s1中，将时域接收信号变换成频域信号的具体过程为：对时域接收信号进行dft操作变换成频域信号。

进一步的，s2中，对各用户信号分别进行均衡处理的具体过程为：采用一个(bk+1)m维的一阶均衡器对(bk+1)m路用户信号yk进行并行均衡处理，其中，bk表示用户k占用子载波数目，m表示一个gfdm符号块包含时隙数。

进一步的，(bk+1)m维一阶均衡器共有(bk+1)m个抽头系数，其第i个抽头系数设计为1/λk(ckm+i,ckm+i)，其中，λk(ckm+i,ckm+i)为频域信道矩阵λk的第(ckm+i)个对角元素，ck为用户k的起始载波指数。

进一步的，s3中，对均衡处理后的各用户信号进行重构包括：

对均衡处理后的各用户信号进行截尾与加和操作。

进一步的，对均衡处理后的各用户信号进行截尾与加和操作包括：

将用户k信道均衡后的频域信号dk分成两段，第一段由dk的前bkm个元素组成，第二段由dk的后m个元素组成。将第二段的m个元素与第一段的前m个元素分别对应相加，得到一个新的bkm×1的列向量zk。

进一步的，s4中，对重构后的各用户信号实施均衡处理包括：

4a)将s3处理后的各用户对应列向量zk等分成m组短向量，其中，第m个短向量为zk,m＝[zk(m),zk(m+m),...,zk(m+(bk-1)m)]^t，这里上标t为向量的转置操作，zk(m)为列向量zk的第m个元素，每个短向量包含bk个元素，对m组短向量分别实施bk点idft，将变换后的信号再按原次序排列成一个bkm×1的列向量xk；

4b)将合成后的向量xk从头至尾依次等分成bk组短向量，每个短向量包含m个元素，对bk组短向量分别采用m维一阶均衡器对m路数据流实施并行均衡处理；

4c)对均衡后的bk组短向量分别实施m点idft，将变换后的信号再按原次序排列成一个bkm×1的列向量wk；

4d)将列向量wk等分成m组短向量，其中，第m个短向量为wk,m＝[wk(m),wk(m+m),...,wk(m+(bk-1)m)]^t，这里上标t为向量的转置操作，wk(m)为列向量wk的第m个元素，每个短向量包含bk个元素，对m组短向量分别实施bk点dft，将处理后的信号按原次序排列成一个bkm×1的列向量，该列向量即为用户k的解调信号。

进一步的，4b)中，bk组m维的一阶均衡器的抽头系数设计方法如下：p记为gfdm系统原型滤波器抽头系数组成的nm×1的列向量，即p＝[p(0),...,p(nm-1)]^t，其中，p(n)为原型滤波器的第n+1个抽头系数，原型滤波器系数向量的dft为一个nm×1的列向量g，即g＝fp；

那么，第i组m维一阶均衡器的第m个抽头系数设计为其中，g(m)为向量g的第m个元素。

与现有技术相比，本发明所达到的有益效果是：只需通过一系列的dft/idft与一阶均衡器便可实现多用户信号解调，从而避免了大维度矩阵直接求逆造成的巨大计算复杂度。相比于传统的迫零接收机，本发明大幅降低了接收机的计算复杂度，而且可以获得与传统接收机几乎相同的误符号率性能。

附图说明

图1是本发明方法的流程框图；

图2、图3分别是等数目子载波分配、不等数目子载波分配情况下的计算复杂度性能；

图4、图5分别是等数目子载波分配、不等数目子载波分配情况下的系统误符号率性能。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步描述。以下实施例仅用于更加清楚地说明本发明的技术方案，而不能以此来限制本发明的保护范围。

本发明考虑一个k用户上行传输场景，一个gfdm符号块包含n个子载波与m个时隙。对于任一用户k，所分配的子载波数目为bk，其子载波指数集合为{ck+1，…，ck+bk}，每个用户占用的子载波集合是正交的且采用连续子载波分配，不同用户子载波集合之间的保护间隔为一个子载波。gfdm调制采用原型滤波器的nm个抽头系数为{p(n),n＝0,...,nm-1}，其中，p(n)为原型滤波器第n+1个抽头系数。

在基站接收端，先移除接收混合信号的循环前缀。移除循环前缀后的混合时域信号可以表示为：

其中，sk是由用户k发送符号组成的一个(bkm)×1的列向量；n是一个nm×1的加性高斯白噪声向量；hk为用户k到基站的信道矩阵，hk是由信道脉冲响应组成的nm×nm循环矩阵，其第一列为[hk,0,...,hk,i,...,hk,l,0,...,0]^t，其第n列是由第一列向下平移(n-1)个元素形成，这里，hk,i为第i+1个信道脉冲系数，l为信道脉冲响应的阶数；pk是由原型滤波器抽头系数组成的nm×bkm的调制矩阵，其可以表示为其中，p＝[p,p1,...,pm,...,pm-1]，p是由原型滤波器抽头系数组成的向量，即p＝[p(0),...,p(nm-1)]^t，pm由p向下平移mn个元素形成，ei为nm×nm的常数对角矩阵，即ei＝diag{1,exp(j2πi/n),...,exp(j2πi(nm-1)/n)}。

本发明目标是提供一种多用户广义频分多址接入系统的接收机设计方法，从接收信号r中解调出各个用户信号，而不需要采用对大维度合成矩阵[h1p1,...,hkpk]直接求逆的方法。参见图1所示，本发明方法包括以下具体实施步骤：

s1，获取移除循环前缀后的时域接收信号，将其变换成频域信号。

具体来讲，将基站接收端的混合时域信号移除循环前缀变成nm×1列向量r，对移除循环前缀后的时域接收信号r进行nm点的dft，变换成频域信号y，其中，n为gfdm系统总载波数目，m为gfdm符号块的时隙数目。

因为在频域，各用户信道可以等效成对角矩阵，方便下一步的用户信号分离与信道均衡。

s2，从频域信号中分离出各用户信号，对各用户信号分别进行均衡处理，实现频域信道均衡，消除信道对信号的影响。

从频域信号中分离出各用户信号，分别实施频域信道均衡，具体过程为：

2a)从频域信号y内，分别提取各个用户在其对应子载波上的接收信号及其过渡带上的信号。每个用户占用的子载波集合是正交的且采用连续子载波分配，不同用户子载波集合之间的保护间隔为一个子载波。对于任一用户k，从频域信号y中提取其自身信号，得到(bk+1)m×1的列向量yk，其中，bk为用户k所占用的子载波数目。

2b)采用一个(bk+1)m维的一阶均衡器对(bk+1)m×1的列向量yk进行并行均衡处理，其目的是实施频域信道均衡，信道均衡后的信号记为dk。

具体来讲，频域信道矩阵可从时域信道矩阵的dft而得，即λk＝fhkf^h，其中，f为nm×nm的dft矩阵，hk为时域信道矩阵，f^h为矩阵f的共轭转置。矩阵hk是由信道脉冲响应组成的循环矩阵，正是由于是循环矩阵，才能保证经过变换后的矩阵fhkf^h为对角矩阵，这样才可以利用一阶均衡器实现频域信道均衡。

(bk+1)m维一阶均衡器共有(bk+1)m个抽头系数，一阶均衡器的(bk+1)m个抽头系数为频域信道矩阵λk对应于用户k信号的对角元素的倒数。用户k的子载波指数集合为{ck+1，…，ck+bk}，这样在接收信号中，用户k的信号(连同位于过渡带的信号)对应于频域信道矩阵λk的ckm+1～ckm+(bk+1)m行，(bk+1)m维一阶均衡器共有(bk+1)m个抽头系数，其第i个抽头系数设计为1/λk(ckm+i,ckm+i)，其中，λk(ckm+i,ckm+i)为矩阵λk的第(ckm+i)个对角元素，ck为用户k的起始载波指数。故一阶均衡器的系数设计成上述数值以均衡信道的影响。

s3，对信道均衡处理后的各用户信号进行重构，构建gfdm频域调制矩阵的块循环结构。

所述重构即是对用户信号进行截尾与加和操作，具体过程为：将用户k信道均衡后的频域信号dk分成两段，第一段由dk的前bkm个元素组成，第二段由dk的后m个元素组成。将第二段的m个元素与第一段的前m个元素分别对应相加，得到一个新的bkm×1的列向量zk。

此处的截尾与加和操作，其目的是构建gfdm频域调制矩阵的块循环结构，此步骤的设计就是基于块循环矩阵设计的，以便于在下一个步骤中实施均衡时设计出低复杂度的方法。若非块循环矩阵，不可实现s4的低复杂度的均衡算法。

s4，利用idft、一阶均衡器、idft与dft对步骤s3处理后的信号实施均衡，实现各个用户信号的解调。

具体过程为：

4a)将步骤s3处理后的各用户对应列向量zk等分成m组短向量，其中，第m个短向量为zk,m＝[zk(m),zk(m+m),...,zk(m+(bk-1)m)]^t，这里上标t为向量的转置操作，zk(m)为列向量zk的第m个元素。每个短向量包含bk个元素，对m组短向量分别实施bk点idft(离散傅立叶变换的逆变换，这里是逆变换，不是为了信号变换，只是为了调制矩阵的分布均衡)。将变换后的信号再按原次序排列成一个bkm×1的列向量xk。

4b)将合成后的向量xk从头至尾依次等分成bk组短向量，每个短向量包含m个元素，对bk组短向量分别采用m维一阶均衡器对m路数据流实施并行均衡处理。

在该步骤中，bk组m维的一阶均衡器的抽头系数设计方法如下：p记为gfdm系统原型滤波器抽头系数组成的nm×1的列向量，即p＝[p(0),...,p(nm-1)]^t，其中，p(n)为原型滤波器的第n+1个抽头系数，原型滤波器系数向量的dft为一个nm×1的列向量g，即g＝fp。那么，第i组m维一阶均衡器的第m个抽头系数设计为其中，g(m)为向量g的第m个元素。

这里直接给出均衡器系数，具体推导过程的简要思路就是：利用频域调制矩阵的块循环特性，可将其变换为块对角矩阵，即δk＝q^hdkq，其中，dk为用户k重构后的块循环频域调制矩阵，δk为块对角矩阵，q为块傅里叶变换矩阵，即这里，t为bk×bk的傅里叶变换矩阵，im为m×m的单位矩阵，为矩阵的hadamard积运算，q^h为矩阵q的共轭转置。再根据频域调制矩阵dk带状特性与每个子块的元素，即可求得一阶均衡器的抽头系数。

4c)对均衡后的bk组短向量分别实施m点idft(为了实现调制矩阵分布均衡)，将变换后的信号再按原次序排列成一个bkm×1的列向量wk。

4d)将列向量wk等分成m组短向量，其中，第m个短向量为wk,m＝[wk(m),wk(m+m),...,wk(m+(bk-1)m)]^t，这里上标t为向量的转置操作，wk(m)为列向量wk的第m个元素。每个短向量包含bk个元素，对m组短向量分别实施bk点dft。将处理后的信号按原次序排列成一个bkm×1的列向量，该列向量即为用户k的解调信号。最终解调得到的信号为时域信号。

实施例

下面通过蒙特卡罗仿真实验说明本发明提出的低复杂度接收机方法的性能。系统参数如下：原型滤波器采用升余弦滚降滤波器，信道脉冲响应阶数l＝10，信道脉冲系数服从指数幂配置，系统用户数k＝4，噪声功率为-99dbm，发送信号星座采用16-qam。

图2给出了等数目子载波分配时复乘(全称为复数乘积，注：在数字信号处理中，一般用复数乘积数目来代表计算复杂度)的数目，每个用户子载波数目都为n/4-1。图3给出了不等数目子载波分配时复乘的数目，各个用户子载波数目分别为[n/2-1,n/4-1,n/8-1,n/8-1]。从图2和图3中可以发现，本发明方法在不同子载波数目与不同时隙数目时都可以大幅度降低系统的计算复杂度，相比于传统的迫零接收机(即，大维度合成矩阵[h1p1,...,hkpk]直接求逆的方案)，本发明的复杂度大约降低了10⁴～10⁵倍。

当系统总载波数目为256时，图4给出了等数目子载波分配时系统的误符号率性能，每个用户子载波数目都为n/4-1。图5给出了不等数目子载波分配时系统的误符号率性能，各个用户子载波数目分别为[127,63,31,31]。从图4和图5中可以发现，本发明提出的低复杂接收机可以获得与传统迫零接收机(即，大维度合成矩阵[h1p1,...,hkpk]直接求逆的方案)几乎相同的误比特率性能，然而本发明接收机的复杂度却大幅度降低。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明技术原理的前提下，还可以做出若干改进和变型，这些改进和变型也应视为本发明的保护范围。