基于RSRP和CSI度量的组合来执行波束报告的无线通信系统的制作方法
本申请要求基于美国临时申请序列号62501862的优先权，该临时申请于2017年5月5日提交，标题为“用于无线通信系统中的波束管理的嵌套参考信号(rs)设计”，该申请的全部内容在此引入作为参考。
所公开的实施方式涉及移动电信。
背景技术：
用于移动系统的3gpp(第三代合作伙伴计划，3rdgenerationpartnershipproject)中的新无线电定义将涵盖针对5g(第五代)移动通信系统设想的多种部署方案。mimo(多输入多输出；multipleinput,multipleoutput)通信系统可用于5gtdd(时分双工,timedivisionduplex)空中接口。在新的5g蜂窝通信标准中，正在考虑将灵活可变的帧结构用于块符号传输，包括诸如fft(快速傅立叶变换)大小，采样速率和子帧长度等各种帧结构参数。基于波束的传输方案可用于定向5g通信链路。
图1(现有技术)为具有m个天线104的基站102提供的无线mimo通信系统100的示例性实施方式的示意图。mimo基站102通过其m个天线104与k个不同用户设备(ue)设备106进行通信，k个ue106例如是移动电话，其具有一个或多个天线108。通过使用具有多个基站及对应的大量天线大规模mimo通信系统，频谱效率得到提高。大规模mimo通信系统的示例性实施方式在标题为“大规模mimo架构”的美国公开专利申请2015/0326386，标题为“大天线计数系统的同步”的美国公开专利申请2015/0326383，和标题为“用于大规模mimo蜂窝电信系统的信令和帧结构”的美国公开专利申请2015/0326291均有披露，在此将上述专利申请全部引入作为参考。
技术实现要素：
一方面，本发明提供了一种用户设备(ue)，其包括：无线收发器，其与基站(bs)收发波束；以及处理器，其计算在bs执行波束扫描期间发送的波束的参考信号接收功率(rsrp)，根据计算得到的rsrp对波束进行排序，在排序后的波束中选择前y个波束及在排序后的波束中选择前x个波束，并计算所选择的x个波束的信道状态信息(csi)，向bs报告所选择的y个波束的rsrp以及所选择的x波束的csi的至少一部分。x和y是正整数，x小于或等于y，y至少为1。
另一方面，本发明提供一种方法，包括：基站(bs)从用户设备(ue)接收信道状态信息(csi)计算能力的报告；基于所报告的计算能力用x和y值配置用户设备(ue)；通过发送方向唯一的波束来执行波束扫描；以及从ue接收波束测量报告，该波束测量报告包括所发送波束中的y个最强波束的参考信号接收功率(rsrp)和y个波束中的x个最强波束的csi的至少一部分。所述方法还包括基于所述波束测量报告从所述x个波束中选择其中一个，以配置所述ue用于随后的数据和控制信道传输。x和y是正整数，y大于或等于x，y至少为1。
又一方面，本发明提供了一种基站(bs)，其包括：无线收发器，所述无线收发器与用户设备(ue)收发波束；以及处理器，其从ue接收信道状态信息(csi)计算能力的报告，基于所报告的计算能力用x和y值配置ue，通过发射方向唯一的波束来执行波束扫描，从所述ue接收波束测量报告，其中所述波束测量报告包括所述发射波束中的y个最强波束的参考信号接收功率(rsrp)和所述y个波束中的x个最强波束的csi的至少一部分，以及基于所述波束测量报告从所述x个波束中选择其中一个，以配置所述ue用于随后的数据和控制信道传输。x和y是正整数，y大于或等于x，y至少为1。
附图说明
需要指出的是，附图仅示出了示例性实施方式，其它未示出的具有等同效果的实施方式也包括在本发明中，因此，不应认为是附图是对本发明保护范围的限制。
图1(现有技术)为具有m个天线104的基站102提供的无线mimo通信系统100的示例性实施方式的图示。
图2a-b分别是选择宽波束参考信号和窄波束参考信号的示例性实施方式的示意图。
图3a-b是对应于不同宽波束参考信号的窄波束参考信号的示例性实施方式的示意图。
图4是提供ue报告其计算能力，基站(例如，gnodeb(gnb))使用该信息来配置波束报告，以及ue基于该配置执行波束测量和报告的示例性实施方式的流程图。
图5是可以使用所披露的技术的无线通信系统的示例性实施方式的方框图。
图6是可用于实现针对所披露实施方式描述的基站和/或用户设备(ue)的电子部件的示例性实施方式的示意图。
图7-9是不同实现方式的示例实施方式的方框图，其中时钟信号和相关电路作为用于基站或ue的下行链路(dl)和/或上行链路(ul)电路内的射频(rf)信道的lo。
图10是从包括具有pdsch的两个正交ptrs端口的mimo基站发送的两个信号帧的示例图。
图11a-c是用于在ue处执行pn相关以及将这些相关关系从ue反馈到基站的示例的流程图。
图12是关于图5所示实施方式的基带接收器、基带发射器、多fpga处理电路以及实时处理器的电路的示例性实施方式的方框图。
图13是用于ofdm传输的符号处理的示例性实施方式的框图，包括用于cpe补偿的盲cpe估计。
图14是包括多个估计算法的cpe估测器的示例性实施方式的方框图，所述多个估计算法包括仅导频cpe估计算法，仅盲cpe估计算法和导频辅助盲cpe估计算法。
图15是用于cpe估测器的仅盲cpe估计算法的示例性实施方式的处理流程图。
图16是用于cpe估测器的导频辅助盲cpe估计算法的示例性实施方式的处理流程图。
图17是关于图15所示的不同16-qam阈值区域的判决阈值的示例性实施方式的示意图。
图18是对于图17所示的不同16-qam阈值区域使用8个判决阈值，并采用图15所示方法的实施方式提取落在8个区域内的ofdm符号的数据副载波子集的示例性实施方式的示意图，所述8个区域即4个实部区域和4个虚部区域。
具体实施方式
本文所公开的实施方式提供了用于无线通信系统中波束管理的嵌套参考信号(rs)设计的系统和方法。所提出的实施方式例如可以包括以下的一个或多个：
1.构造参考信号(rs，referencesignals)的波束集，使得用于粗略波束选择的rs以独特的方式链接到用于精细波束选择的rs。在r解决方案的一个示例性实施方式中，同步信号(ss，synchronizationsignals)和/或宽波束信道状态信息-参考信号(csi-rs，channelstateinformation-referencesignal)用于粗略波束选择，而窄波束csi-rs用于精细波束选择。
2.用户设备(ue，userequipment)使用所述粗略选择的波束rs和精细选择的波束rs之间的链接指令，并且还会用到物理下行控制信道(pdcch，physicaldownlinkcontrolchannel)波束和物理下行共享信道(pdsch，physicaldownlinksharedchannel)波束之间的链接。在一个示例性实施方式中，该链接指令由准同位(qcl，quasico-location)假设的信令来执行。在进一步的示例性实施方式中，这是通过从基站向ue发送的隐式指令(例如，nr定义中的gnb(gnodeb))来实现的。
3.波束报告是基于参考信号接收功率(rsrp，referencesignalreceivepower)和信道状态信息(csi，channelstateinformation)度量的组合来实现的。在一个示例性实施方式中，该波束报告可以包括ue向基站(例如，gnb)报告其csi计算能力。
此外，仍然利用本文描述的技术，上述实施方式还可以进行其他变化。
需要注意的是，对于诸如nr实现的某些无线mimo通信系统，使用同步信号(ss，synchronizationsignal)块。尽管相对于窄波束csi-rs，ss的带宽可能是宽的，但对于传统的全向/扇区lte波束，ss是以波束扫描方式在窄带宽上发送。该波束扫描的周期被称作ss丛集。这个周期的典型情况是几十毫秒。ss的主要目的是用于初始接入，ss也可用于连接状态ue中的波束管理。在此，ss作为持续待机(alwayson)和全区域信号。波束集表示由gnb(gnodeb)或其它基站选择的ss波束，以使得在相当少的波束数量和相当短的时间内对所有可用波束方向完成扫描，从而减少波束选择和降低初始访问延时。为此，所述波束可以是仅对所有可用窄波束的子集进行采样的窄波束，或者可以是完全覆盖所有可用窄波束方向的较宽波束。波束报告是由ue返向gnb报告的测得的波束量度。该波束报告由gnb用于向ue分配波束。最简单和最常见的度量是波束参考信号接收功率(rsrp，referencesignalreceivepower)。这仅仅是rs在某个接收带宽(bw，bandwidth)上的接收功率。
现在将更详细地描述用于无线通信系统中的波束管理的嵌套参考信号(rs)设计的实施方式。
用于关联粗略波束选择与精细波束选择的波束集架构
在一个示例性实施方式中，执行参考信号(rs，referencesignal)的波束集的构造，从而可以独特的方式将用于粗略波束选择的rs关联到用于精细波束选择的rs。在本实施方式中，发射(tx，transmit)波束选择通过包括两阶段的过程实现。
在阶段1中，可以通过光束扫描选择粗略光束。(此处对应于nr中定义的pi过程)。在找到粗光束方向之后的阶段2中，改善光束方向以找到精细光束。然后，该精细波束将进一步在pdcch和pdsch波束中传输至ue。(此处对应于nr中定义的p2过程)。
为了有助于由粗到精的波束选择，建议构造所使用的rs，使得存在rs波束的嵌套结构。更具体地，建议将宽波束ss或宽波束csi-rs用作粗略波束的rs，并将窄波束csi-rs用作精细波束的rs。然而，应该注意的是，并不排除可能也可以使用其它选择。
在一个示例性实施方式中，以如下方式构造波束集：
·首先，设计n个不同的宽波束rs，使得它们覆盖整个可能被关注的波束扫描区域。
·然后，对于第n个宽光束rs，设计m个不同的精细光束rs，以使第n个宽光束rs包含(覆盖)所述精细光束rs的光束方向。此处，n是宽波束rs的特别实例，n可以从1到n，并且精细波束rs的总数可以是n乘以m。换句话说，如果ue接收到所述m个精细波束rs中的一个，将其作为最强的测得精细光束rs，那么它也将相应地选择第n个宽波束rs作为其最强的测得宽光束rs。在该示例性实施方中，所有宽光束具有相同数量的窄光束。该方法不限于该示例，每个宽光束也可以具有不同数量的窄光束。要指出的是，在实施方式中，“m”和“n”是正整数。
图2a-b和图3a-b示出了所述由粗到精的波束选择的示例性实施方式。首先请参照图2a，trp192通过天线194利用n个不同的ss(图中标示为ss(1)，ss(2)直到ss(n))来提供宽波束rs。在图2b中，trp192通过图中标示为csi-rs(1)、csi-rs(2)至csi-rs(8)的csi-rs来提供八个不同的细波束rs。在图3a中，标号为1-4的csi-rs对应于其中一个ss波束，称之为ss波束1号，在图中标示为ss(1)。在图3b中，标号为5-8的csi-rs对应于一个ss波束，称之为ss波束2号，在图中标示为ss(2)。具有天线198的ue196接收到各种不同的波束。
关联到ue以及进一步关联到pdcch/pdsch波束的指示
将粗略波束选择rs和精细波束选择rs之间的关联的指示提供给ue，同时使用与pdcch和pdsch波束的进一步关联。如上所示，在粗略光束选择rs和精光束选择rs之间的关联关系是唯一的。然而，ue事先不知道该关联关系。因此，提出一种向ue指示该关联信息的方法。
当以用于nr实现的已知方式周期性地传输ss波束时，ue知道ss波束的数目和方向。ue可以通过接收在ss块(例如，在ss块的物理广播信道(pbch,physicalbroadcastchannel)部分)中广播的系统信息(si，systeminformation)来推定上述周期性以及传输方式。然而，csi-rs波束对于ue是未知的。这些csi-rs波束可以是ue特定的或ue群组(group)特定的或是小区特定的。如果没有关于这些csi-rs波束的现有知识的情况下，ue无法确定它们如何与ss波束相对应。
以下隐式链接和/或显式联强技术可用于该关联，尽管也可使用其它方法。
通过嵌套结构设计的隐式链接-可以通过嵌套结构设计隐式指示的链接。发送/接收点(trp，transmit/receivepoint)和ue之间的每个波束配对，也称作波束对链路(bpl，beampairlink)，均应具有唯一的bpl标签/标识符。举例来说，可以有20个ss波束，每个ss波束对应于ss丛集周期内的唯一符号或时隙。每个ss波束将具有一组bpl标签/id，并且该组中的一个被分配给与该ss波束链接的csi-rs。另一种为该种隐式链接编码的方法是利用对csi-rs序列的选择。基于csi-rs波束对应的ss波束来初始化或选择csi-rs序列的集合。以这种方式隐式地指示粗略波束和精细波束。
通过csi-rs配置的显式链接-可以通过csi-rs配置显式指示的链接。在该种选项中，csi-rs波束到ss波束的链接使用粗略波束和精细波束之间的qcl(准同位)假设的显式信令来指示。该qcl将仅仅是两个波束的空间参数的准同位。对于在ue特定或ue群组特定或小区特定中，为ue配置的每个csi-rs，具有其中一个粗略波束(ss)的空间qcl被表示为csi-rs配置消息的一部分。
在一个实施方式中，所述链路是可以配置给ue作为传输配置指示(tci，transmissionconfigurationindication)状态参数(tci-states)的一组可能的链路中的其中一个。每个配置的tci状态可以包括一个参考信号(rs,referencesignal)集tci-rs-setconfig。每个tci-rs-setconfig可以包含用于配置rs集中的参考信号与bs和ue间的物理下行链路共享信道(pdsch,physicaldownlinksharedchannel)的解调参考信号(dm-rs，demodulationreferencesignal)端口组之间的qcl关系的参数。qcl类型可以用于指示关于两个rs之间的空间接收参数的qcl关系。
在一个实施方式中，当ue设置有可以使控制资源集(coreset，controlresourceset)在bs和ue之间调度pdsch的更高层参数tci-presentlndci时，可以在针对ue的下行链路控制信息(dci，downlinkcontrolinformation)消息中向ue指示该链接。coreset是一组资源元素，在其中物理下行链路控制信道(pdcch)可以发送到ue。
基于rsrp和csi度量的组合的波束报告
对于进一步的实施方式，ue还可以在波束管理过程中还将一个或多个波束的csi度量报告给gnb。该csi度量将是针对波束报告的rsrp度量的补充。该csi报告包括信道质量信息(cqi，channelqualityinformation)，秩信息(ri，rankinformation)，预编码器矩阵信息(pmi，precodermatrixinformation)和/或其它报告信息中的一个或多个。
需要注意的是，ue为每个波束计算csi度量可能是密集运算。对于ue计算每个波束的csi度量可以是计算密集的。此外，对于r标准，ue也会属于不同的类别，其中ue的类别对应于它的目标应用，并且在nr标准中被预定义。根据ue类别，ue可以具有计算多个csi作为波束选择度量的不同能力。
为了解决某些实施方式中潜在的问题，每个ue被配置为向gnb指示其csi计算能力，然后gnb考虑该些能力报告并设置ue在每个波束报告实例中报告特定数目的csi。可以将ue能力报告硬编码到针对给定ue的固定ue类别中。或者，ue计算能力可以在ue初始接入的过程中，由ue以动态形式向gnb指示。此外，由于预计该种波束管理主要需要高于6ghz的操作，因此确保了与r的低于6ghz的操作的兼容性。因此，ue可以确定是否通过由gnb广播的系统信息所包含的系统配置来支持计算能力指示。此外，每当ue进行波束测量时，ue可以计算附加csi，作为波束管理过程的一部分。值得注意的是，在该方法中，对csi的计算、报告和使用仅是出于波束选择的目的。而且，gnb调度器将考虑报告的多个波束的秩和cqi，以最终选择出将配置给ue的波束，用于进一步的数据和控制信道传输。此为对调度程序的补充信息，是对调度程序为这些和/或更多波束所进行的rsrp测量之外的进一步补充。
图4提供了一个示例性实施方式400，其中ue报告其计算能力，基站(gnb)使用该信息来配置波束报告。在方框402中，ue向gnb报告其csi计算能力。在方框404中，gnb将ue配置为计算和报告每次波束扫描的csi。在方框406中，ue计算波束扫描中的所有波束的rsrp，其为nr中p1/p2过程的一部分。在方框408中，ue选择按rsrp排序的前y个波束。在方框410中，ue选择按rsrp排序的前x个波束(x<＝y)。在方框412中，对于所选择的x个波束，ue计算其csi。在方框414中，ue报告y波束的rsrp以及x波束的全部或部分csi。请注意，在该实施方式中，“x”和“y”是正整数。还应指出的是，在仍然利用本文描述的技术的同时，还可以包括不同和/或附加的处理步骤。
在一个实施方式中，ue可以执行特定于ue实现的物理层(第一层)处理。物理层处理可以包括物理层过滤。在一个实施方式中，ue可以经由无线资源控制(rrc，radioresourcecontrol)配置来执行配置给ue的网络层(第三层)处理。网络层处理可以包括网络层过滤。
值得注意的是，所公开的实施方式可用于rf通信系统的各种基于ofdm的传输方案。还应注意的是，这里所用的“射频”或rf通信是指传送有用信息的电信号和/或电磁信号，其频率从约三千赫兹(khz)到数千吉赫兹(ghz)，而无论这种信号是通过何种介质传送的。基于ofdm的传输可以通过各种介质(例如，空气、自由空间、同轴电缆、光纤、铜线、金属层和/或其它rf传输介质)传输。举例而言，如果基于ofdm的调制用于毫米波传输，则所公开的实施方式可以使用于波长为1-10mm(例如，传输范围为71-76ghz)的30-300ghz之间的毫米波传输。此外，所公开的实施方式可能对于高达40ghz的5g解决方案很有用，在该解决方案中，更有可能实现基于ofdm的调制。例如，在28ghz，39ghz附近的5g频率范围和频带，和/或将基于ofdm的调制用于rf传输的其他频率范围或频带，将从所公开的技术中受益。还应注意的是，在美国公开的专利申请no.2015-0303936(序列号14/257944)和美国公开的专利申请no.2015-0305029(序列号14/691339)中也描述了可以应用所公开的技术的示例性无线通信系统，在此将其全文引入作为参考。
图5是如本文所述的可以发送和接收ofdm符号的通信系统700的示例性实施方式的方框图。图5所示的示例性实施方式包括发送路径和接收路径。发送路径包括多fpga处理电路702、基带发射器704、if上变频器706和rf发射器708。接收路径包括rf接收器712、if下变频器714、基带接收器716和多fgpa处理电路718。发送路径和接收路径相互通信，其可以位于不同的设备(例如，用于蜂窝通信的基站和用户设备)中。如果需要双向通信，则不同的设备可以各自包括发送路径和接收路径。可以通过其他不同形式来实施。
参照发送路径，发送数据722被发送至多fpga处理电路702，多fpga处理电路702用以对发送数据722进行多fpga处理。发送数据722可以由诸如控制处理器或其它电路之类的其它处理电路产生。该些多fpga处理电路702可以在选定的时钟速率(例如，192ms/s(兆采样/秒)或其它速率)下工作，并且可以使用有效的并行宽数据路径实现，例如，每个宽数据路径采样具有多个(例如，16个)数据元素(例如，基带采样)。多fpga处理电路702向基带发射器704发送数字基带信号724。基带发射器704包括将数字基带采样信号转换为模拟基带信号726的数模转换器(dac，digital-to-analogconverter)。具有dac的基带发射器704可以在选定的采样速率(例如3.072gs/s(千兆采样/秒)或其它速率)下工作，并且可以从多fpga处理电路中的一个或多个fpga702接收数字基带采样信号。模拟基带信号726由中频(if，intermediatefrequency)上变频器706接收，if上变频器706将模拟基带信号726混频到较高频率的if信号728。该些if信号728由rf发射器708接收，rf发射器708进一步将这些信号上变频至所需传输的频率范围。
参考接收路径，接收机712在期望的频率范围内从rf发射器接收rf传输。rf接收机712将该些rf传输下变频至较低频率的if信号732。然后if下变频器714接收if信号732，并将if信号732下混频到模拟基带信号734。然后由基带接收机716接收模拟基带信号734。基带接收机716包括将模拟基带信号734转换为数字基带信号736的模数转换器(adc)。具有adc的基带接收机716可以以采样速率(例如3.072gs/s(千兆采样/秒)或其它速率)工作，并且可以将数字基带采样信号736发送到多fpga处理电路718内的一个或多个fpga。该些fpga718接收数字基带信号736并生成可由诸如控制处理器或其它电路的附加处理电路处理的数字数据。该些fpga718可以使用有效的并行宽数据路径实现以选定的速率(例如，192ms/s(兆采样/秒))或其它速率工作，例如，每个宽数据路径采样具有多个(例如，16个)数据元素(例如，基带采样)。
所公开的实施方式还可用于如标题为“用于大规模mimo蜂窝通信系统的信号和帧结构”的美国公开专利申请2015/032629中所描述的大规模mimo蜂窝电信系统的基于ofdm的传输方案，该专利申请的全部内容在此引入作为参考。该种大规模mimo(多输入多输出)通信系统可用于5g动态时分双工(tdd，timedivisionduplex)空中接口。5g(第五代)移动电信能够以灵活可变的方式跨越各种部署场景(例如，农村，城市宏，密集城市，室内等)。特别地，基于大量mimo互易性的tdd空中接口允许符号级切换和潜在的可配置性，进而可允许特征支持5g空中接口的三个主要方面，即增强的移动宽带(embb，enhancedmobilebroadband)，大规模机器类型通信(mmtc，massivemachinetypecommunications)和超可靠和低延迟通信(urllc，ultra-reliableandlowlatencycommunications)。
所公开的实施方式还可以与描述在2018年3月29日提交的美国专利申请no.15/940,103和2017年12月21日提交的美国专利申请no.15/855,148中的技术和相关实施方式一起使用，在此将其全部引入作为参考。
图6是用于电子组件的示例性实施方式600的示图，该电子组件可用于实现基站和/或用户设备(ue)，包括针对所公开的实施例描述的功能和操作特征。可用于实现包括针对所披露实施方式的基站和/或用户设备(ue)的电子部件600的示例性实施方式的示意图，包括针对所披露实施方式介绍的功能和操作特征。对于图6所示的示例性实施方式600，一个或多个处理器608通过系统总线互连602与其它组件通信。例如，一个或多个处理器608通过系统总线互连602与输入/输出(i/o)电路604和发送/接收(tx/rx)电路606通信。还可以进一步包括附加电路，例如电源电路和/或其它所需电路。tx/rx电路606提供一个或多个蜂窝，并且优选地耦合到多个天线，tx/rx电路606通过这些天线发送和接收rf(射频)信号(例如，从若干khz到10ghz及以上)。i/o电路604为用户提供一个或多个接口，例如图形用户界面，和/或到外围设备(例如显示器，键盘，鼠标，点操作设备和/或其它i/o外围设备)的连接。存储器610也耦合到系统总线互连602，并可以由一个或多个处理器608用作在操作期间加载和/或存储指令、数据和/或其它信息。一个或多个数据存储设备612也连接到系统总线互连602，并且可以存储软件或程序指令和/或用于处理系统操作的其它所需数据或信息。例如，存储在数据存储设备612中的计算机可读指令可以被加载到存储器610中，然后由处理器608执行以实现文中所述的功能。
需要指出的是，只要利用本发明所披露的技术，针对文中所述的实施方式，与图6中不同和/或附加的部件同样可以用来实现一个或多个无线电系统。还要指出的是，系统总线互连602可以实现为具有多个互连总线，而不需要附加的干预电路，例如路由或交换电路。此外，处理器608可以使用一个或多个可编程集成电路来实现，所述一个或多个可编程集成电路包括控制器、微控制器、微处理器、硬件加速器、可配置逻辑器件(例如，现场可编程门阵列)、和/或经编程实现这里所述功能的其它可编程集成电路。再者，一个或多个处理器608可以执行存储在非临时性有形计算机可读介质中的指令，以执行本文所述的功能。另外，数据存储设备612可以实现为存储数据的任何需要的非临时性有形介质，例如数据存储设备、闪存、随机存取存储器、只读存储器、可编程存储器设备、可再编程存储设备、硬盘驱动器、软盘、dvd、cd-rom，和/或任何其它非临时性数据存储介质。存储器610可以是被配置为在通电时保持数据存储的任何数据存储介质。也可以实现其它变化。
术语
以下是本申请中使用的术语的词汇表：
空间流是从天线端口发送的符号序列。在本公开中，在空间复用的上下文中使用术语空间流。空间复用是在mimo(多输入多输出)无线通信系统中使用的一种传输技术，其中从mimo系统的多个发射天线端口发射多个空间流。
定义天线端口，从而可以根据通过相同天线端口传送的其他符号的物理信道，推断得出通过该天线端口传送的符号的物理信道。例如，一个天线端口可以在信道上传送dmrs，该天线端口可以在该信道上传送相应空间流，其中，由接收的dmrs获得的信道估计来解调该相应空间流的符号。再例如，一个天线端口可以在信道上传送ptrs，该天线端口可以在信道上传送相应空间流，该相应空间流的符号具有使用ptrs跟踪和补偿的相位噪声。
符号是在时空频率资源上传输的复值信号。ofdm符号例如是dmrs、声音参考信号(srs，soundingreferencesignal)、数据信道符号和控制信道符号。
物理信道是上行链路或下行链路物理信道。物理信道对应于携带源自通信协议栈的较高层的信息的一组资源元素。信道例如是物理下行链路共享信道(pdsch，physicaldownlinksharedchannel)、物理上行链路共享信道(pusch，physicaluplinksharedchannel)、物理下行链路控制信道(pdcch，physicaldownlinkcontrolchannel)、物理上行链路控制信道(pucch，physicaluplinkcontrolchannel)和物理广播信道(pbch，physicalbroadcastchannel)。
资源元素是ofdm资源网格中用于天线端口和副载波间隔配置的元素。
公共相位误差(cpe，commonphaseerror)用于ofdm传输的所有副载波之间的公共相位旋转。
相位噪声是信号中随时间变化的部分随机相位变化。通常，相位噪声由振荡器产生的非理想正弦信号引入。
dmrs是用于信道估计目的的解调参考信号，以便允许解调一个或多个物理信道，例如pdsch，pusch，pdcch，pucch，pbch。
dmrs端口是用于发送dmrs的天线端口，并可用于接收在同一天线端口发送的数据符号。
ptrs是相位跟踪参考信号，用于跟踪和补偿相位噪声的影响。ptrs在此也称作相位噪声参考信号(pnrs，phasenoisereferencesignal)。当检测到一个或多个空间流之间的cpe相关性，所描述的实施方式有利地促进减少需要发送ptrs的dmrs端口(及其对应的空间流)的数量。这一点是特别有优势的，由于通常需要在时间上密集地传输ptrs。一般来说，例如相对于dmrs，由于相位噪声往往比从dmrs获得的信道估计更频繁地随时间发生变化，ptrs需要在时间上相对密集地发送。因此，例如，每个时隙/tti发送一个dmrs可能是足够的；然而，通常每个时隙/tti往往需要在其每个符号内发送多个ptrs。
ptrs端口是用于发送ptrs的天线端口。
csi-rs是用于计算信道状态信息的信道状态信息参考信号。
csi-rs端口是用于发送csi-rs的天线端口。
5g空中接口的一个目标是在单个技术框架中的各种部署场景下，例如，使用正交频分复用(ofdm，orthogonalfrequencydivisionmultiplexing)调制，从低于1ghz的载频到100ghz的载频进行操作。为此目的，相位噪声(pn，phasenoise)在高于6ghz的载波频率上成为主要的损害。相位噪声对基于ofdm的系统引入两种损害：(1)共相位误差(cpe，commonphaseerror)和(2)载波间干扰(ici,inter-carrierinterference)。cpe是ofdm传输的所有副载波上的公共相位旋转，而且cpe表现为解调星座的公共旋转。每个副载波频率处的相位噪声也将ici引入到相邻副载波，并且该频谱泄漏降低了ofdm波形的正交性。该劣化表现为每个解调星座点中的“模糊性”，并且可以通过通信链路的误差矢量幅度(evm，errorvectormagnitude)的劣化来测量ici的水平。相位噪声通常随载波频率增加，例如，通常的假设是，与相位噪声相关的功率谱密度(psd，powerspectrumdensity)每十倍频增加约20db。
cpe可以根据下面所示的方程用最小二乘估测器以直接的方式估计。
对于这个等式，rk是接收到的副载波值；xk，其中k∈sp，是在接收机处已知的所发送的导频符号；hk是信道估计值；和sp是由导频占用的副载波的子集。ofdm传输内的每个ofdm符号的cpe是该符号持续时间内基带相位噪声(pn，phasenoise)采样的离散傅立叶变换(dft，discretefouriertransform)的dc分量。
由于cpe对于ofdm符号内的所有副载波都是恒定的并且可以估计，因此可以通过引入相位噪声参考信号(pnrs，noisereferencesignals)(也称为相位跟踪参考信号(ptrs，phasetrackingreferencesignals))或ofdm传输中的其他导频来执行cpe补偿。从而，pnrs/ptrs的增加允许cpe补偿，但仅以ofdm符号内的附加导频信号开销为代价。因此，基于静态导频模式的这种cpe估计具有高开销的缺点，该缺点由于纯导频辅助pn补偿所需的导频信令而导致。而且，不同的设备和部署方案对pn(相位噪声)缓解具有不同的要求。例如，ue(用户设备)和基站具有明显不同的相位噪声psd要求，并且，基于工作频带和无线系统应用，例如增强的移动宽带(embb，enhancedmobilebroadband)、超可靠的低等待时间通信(urllc，ultra-reliablelowlatencycommunications)，大规模机器类型通信(mmtc，massivemachinetypecommunications)和/或其他用例，可以根据pn性能将ue分为不同的群组。
需要注意的是，术语相位噪声参考信号(pnrs)在此与相位跟踪参考信号(ptrs，phasenoisereferencesignal)互换使用，以指代相同的信号。除了ofdm波形之外，pnrs/ptrs也可以以直接的方式插入单载波(sc，singlecarrier)波形中，以估计和补偿该sc波形上的完整相位噪声(pn，phasenoise)。这种单载波波形的例子包括单载波频分多址(sc-fdma，singlecarrierfrequencydivisionmultipleaccess)、dft扩频ofdm(dft-s-ofdm)、零循环前缀单载波(ncp-sc，cyclicprefixsinglecarrier)等。
基站可以使用相位跟踪-参考信号(ptrs，phasetracking-referencesignal)端口和相关信号，以允许ue导出共相位误差(cpe，commonphaseerror)的标量估计，该cpe的产生是由于在所分配的ue带宽的给定符号的所有副载波上，相位噪声处理被假定是恒定的。随着在给定ue的调度带宽内增加分配给ptrs的资源元素(re，resourceelement)的数量，该估计会变得更准确。此外，当使用多个天线端口从基站向ue传输时，会存在从dmrs(解调参考信号(dmrs，demodulationreferencesignal)端口到ptrs端口的一对一映射或多对一映射。所述基站通过所述dmrs端口以发送有助于所述ue内的解调操作的信号。虽然ptrs端口和相关通信的使用可以帮助改善cpe补偿，但是也会导致对可用带宽的低效利用，以及在基站选择和分配ptrs端口时出现困难。
所公开的实施方式提供了用于ue(用户设备)测量不同接收(或发送)空间流之间的cpe(共相位误差)相关性，并根据这些交叉相关性向基站(例如gnb)提供反馈的技术。在一个示例性实施方式中，所述反馈包括交叉相关的结果，例如相关矩阵或其压缩/变换形式。在另一个示例性实施方式中，该反馈包括由ue选择推荐ptrs端口以与其dmrs端口相关联，且将该推荐端口列表返回至一个或多个基站。然后，基站(例如，gnb)使用该交叉相关反馈来选择和配置用于一个或多个ue的ptrs端口。在仍然利用这里所述的技术的同时，也可实现其它变化。通过能够改进cpe补偿和更加有效地使用可用带宽，所述用于选择ptrs端口的技术可以改进无线电通信系统的操作。
用于所公开的实施方式的通信环境示例
关于本文提供的描述，使用以下缩写：
ptrs：相位跟踪参考信号
dmrs：解调参考信号
trp：发送接收点
gnb：gnodeb(基站)
psd：功率谱密度
pn：相位噪声
tti：传输时间间隔，ue的最小调度间隔
基站(bs)和用户设备(ue)的示例性架构
下文是可用于在无线通信系统内实现基站(bs)和用户设备(ue)的示例性架构。由于这些仅是示例性实施方式，可以理解，也可以使用附加的和/或不同的体系结构。
在trp，有如下示例性架构：
·仅有一个天线板
o在该天线板的所有天线之间共享的一个本地振荡器(lo，localoscillator)
o在该天线板的所有天线之间共享的多个lo
■用普通时钟
·多个天线板
o在所有天线板之间共享的一个lo
o每个天线板一个lo
■具有在所有lo之间共享的公共时钟
■用于每个/一些los的独立时钟
o每个面板的多个los
■每个面板的共用时钟
■一个时钟用于该天线面板中的所有lo
通过某些类别的多个trp联合传输(非相干联合传输(ncjt，noncoherentjointtransmission)，动态点选择(dps，dynamicpointselection)，协作多点(comp，coordinatedmulti-point)等)，多个trp和/或多个gnb可以以协调的方式与ue通信。在这种情况下，示例性架构可以具有：
·每个trp单独的lo，每个trp不同的时钟
·每个trp的每个子选项，均如前一列表中所述
在ue处，以下是示例性架构：
·仅一个天线板
o在面板的所有天线之间共享的一个本地振荡器(lo)
·多个天线板
o在所有天线板之间共享的一个lo
o每个天线板一个lo
■具有在所有lo之间共享的公共时钟
■用于每个/一些los的独立时钟
除了天线和面板之外，还有通过天线映射矩阵映射到天线/面板的数字收发器链。利用本文所公开的技术时，也可以包括附加的和/或不同的电路和部件。
图7-9提供了用于不同实现的示例性实施方式，其中时钟信号和相关电路被用作基站或ue的下行链路(dl)和/或上行链路(ul)电路内的rf信道的lo。值得注意的是，lo信号例如可用于在基站或ue的dl和/或ul电路中，将rf信号向上混频到较高频率和/或将rf信号向下混频到较低频率。
图7是一个示例性实施方式的方框图，其中由振荡器(osc)206生成的相同的时钟和每个可以是基于n分频的pll(xn)的相同的锁相环(pll，phaselockloop)204，用作单个lo以产生提供给多个不同rf信道(rf1…rfx)202的lo信号。
图8是一个示例性实施方式的方框图，其中由振荡器(osc)206生成的相同的时钟，被用作对多个不同pll(pll1…pllz)204的输入，每个pll204可以是基于n分频的pll(xn)。该些不同的pll204与不同的时钟结合起来被用作不同的lo，以产生多个lo信号，提供给多组不同的rf信道(rf1…rfx，rf1…rfy)202。
图9是示例性实施方式的方框图，其中可以由多个振荡器(osc1…oscz)206产生的多个时钟被用作多个不同pll(pll1…pllz)204的输入，每个pll204可以是基于n分频的pll(xn)。该些不同的pll204与不同的时钟组合被用作不同的lo，以产生多个lo信号，提供给多组不同的rf信道(rf1…rfx，rf1…rfy)202。
如下文中进一步详细说明，根据实现基站和/或ue的架构，相位噪声(pn，phasenoise)特性是不同的。此外，实现方案中的下行链路(dl)部分和上行链路(ul)部分也可以具有不同的pn特性，因此应当被分开单独考虑。
不同种类的mimo传输示例
mimo通信系统的基站(bs)将建立多个空间流。以下是具有所述多个空间流的通信系统的示例：
·su-mimo(单用户-mimo)
o单一trp
o多个trp
·mu-mimo(多用户mimo)
o单一trp
o多个trp
对于这些空间流实例中的每一个，与基站通信的ue可以被实现为siso(单输入，单输出)设备或mimo设备。
对于mimo系统，在空间流和收发器架构之间存在映射。如下为了简化描述，采用如下假设，尽管可以理解为此处所描述的技术可以直接应用于其它组合。
·ss代表空间流；trx代表收发器链
·ss到天线的映射
o在一个天线面板内映射一个ss(例如，ss在两个或多个面板上的天线之间不共享)
o或一个ss被映射到多个天线板
o可以将多于一个ss映射到一个天线面板
·一个ss传输只涉及一个lo
o在trp内，ss被映射到trx，使得每个ss只有一个lo
·多个ss可以共享一个lo
虽然当前的r定义支持多达12个ss，但是有讨论将其扩展到16个ss(例如，通过支持16个正交dmrs端口)。这里所述的技术可以放大到16个ss，但不限于16个ss。本申请文件所公开的技术也可用于超过16个ss的系统。
相位噪声的特性
描述系统中的相位噪声：
·总相位噪声psd是在tx的psd和在rx的psd的组合。
·由于ue和trp处rf链质量的相对差异，通常ue将具有比trp差得多的psd。
·根据该rf质量和该ue的其它传输能力，将网络中的ue进行ue分类。该ue类别和/或ue能力和/或ue特性用作将psd质量反映到某一水平。
在ofdm系统中，相位噪声影响是通过以下步骤在每个符号级上测量的：
·cpe(共相位误差)
·ici(载波间干扰)
相位噪声的psd是以下的组合：
·时钟pn的psd
·pll环路滤波器的pn的psd
·环路滤波器带宽外的psd
现在，为了补偿小于40ghz的ofdm的pn，估计和补偿cpe就足够了。每个符号的cpe均是不同的，并且是随时间随机变化的一种随机变量。40ghz的上限是当前rf技术的一个示例；然而，应当理解，随着rf技术的发展，该上限可能在将来发生变化。
空间流之间相位噪声的测量
相位噪声相关性的描述符
根据所涉及的时钟和lo以及它们到天线单元的映射，可以将不同ss的相位噪声处理关联到不同程度。因此，具有以下特征：
·ss之间完全相位噪声的依赖性
·ss之间的cpe依赖性
关于ss之间的相位噪声的依赖性，期望在每个ss的时间/sc(子载波)上估计精确的pn样本，然后找到该完整pn过程的ss之间的交互相关性。这些将包括cpe和ici的影响。
关于ss之间cpe的依赖性，存在如下所提供的多个选项来表征它。首先，为每个ss的符号找到cpe。然后，可以执行以下选项：
·比较该符号中每ss的瞬时cpe：
o如果所有ss完全相关，则该cpe应当是相同的。
o如果在一些ss之间存在部分相关性，但在其它ss之间不存在部分相关性，则这些ss的cpe应当是相似的，而未调整的ss的cpe将是不同的。·在tti中的多个符号上比较每个ss的瞬时cpe的时间序列：
o有多种方法在每个ss的符号中找到cpe。
o如果在tti中的m个符号中的n个符号上估计cpe，那么每个ss获得cpe的时间序列。
o然后可以计算cpe在全部或部分ss上的交互相关性。
·比较多个tti：
o来自已经调度了ue的过去tti的知识，可用于获取更多采样点用以估计cpe。
估计cpe的方法
建议使用一种方法工具包来根据符号数量和结构进行估计cpe。在此介绍它们，下面将提供更多的细节。
·基于解调参考信号(dmrs，demodulation-referencesignal)
o使用前端加载的dmrs，也可以在时隙中间
·基于ptrs
o在pdsch(物理下行链路共享信道)中使用ptrs
·基于csi-rs(信道状态信息-参考信号)
o可以使用csi-rs，再次出现在pdsch中
·基于盲数据
o先前介绍并获得专利的基于盲数据的方法可用于符号中。
根据数字命理学和帧结构，tti中的每个符号可以支持上述全部或部分方法。使用以上列出的全部或部分方法，可以估计tti中的cpe时间序列。然后，使用上面列出的其中一个cpe交互相关方法，可以估计ss之间的相位噪声被相关到何种程度。
图10提供了从mimo基站发送的两个子帧500的示例图，所述子帧500包括具有pdsch508的两个正交ptrs端口502。在每个帧的开头包括pdcch(物理下行链路控制信道)504符号，之后是12个空间流的dmrs(解调参考信号)符号506。
ss之间pn相关性的反馈
提出以下方法以将相关性从ue反馈到基站。从而，基站可以使用该反馈来给ue分配ptrs端口。
第一种反馈方法：
发回互相关矩阵的原始或量化形式。所述矩阵类似于如下矩阵：
ss_xcorr＝[c_1_1,c_1_2,…,c_1_n；c_2_1,c_2_2,c_2_3,c_2_n；…；…；c_n_1,c_n_2,…,c_n_n]
值得注意的是，通常并不是所有的值都可以由特定的ue估计。这取决于ue可以接收的dmrs的数量。ue可以被配置为通过上行链路调度控制信息(uci，uplinkschedulingcontrolinformation)消息，媒体接入控制-控制元件(macce，mediaaccesscontrol-controlelement)，无线电资源控制(rrc，radioresourcecontrol)消息和/或一些其它期望的消息信道向gnb发送用于互相关的反馈。
示例：如果trp在一个dmrs组(通常是准同位(qcl))中发送ss1，2，3，4，5，6，而在第二个dmrs组中发送6个其它ss；以及如果ue1被配置接收由该trp发送的12个ss中的空间流1，2，3，4中所寻址到的数据；并且如果ue1也可以接收该组中的其它dmrs，即对应于ss5和6；然后，ue1可以使用dmrs来均衡12个空间流(即ss1，2，3，4，5，6)中的6个空间流，即使只有4个空间流包含所寻址到的数据。从而，ue1可以填写6×6互相关矩阵。
在准备好该矩阵之后，ue可以以多种方式回传信号。
·反馈矩阵的所有元素：[c_1_1,c_1_2,…,c_1_n,c_2_1,c_2_2,c_2_3,…,c_2_n,…,c_n_1,c_n_2,…,c_n_n]；
·仅反馈矩阵的非对角项：[c_1_1,c_1_3,…,c_1_n,c_2_1,c_2_3,…,c_2_n,…,c_n_1,c_n_2,…,c_n_n-1]；
·反馈每对空间流的平均互相关：
o将c_1_2和c_2_1合并为ceff_1_2＝(c_1_2+c_2_1)/2
o回传[ceff_1_2,ceff_1_3,ceff_1_4,…,ceff_1_n,ceff_2_3,ceff_2_4,…,ceff_2_n,ceff_3_4,…,ceff_3_4,ceff_3_n,…ceff_n-1_n]；
·仅反馈高于/低于某一阈值的互相关值；
·仅反馈高于/低于某个ss特定阈值的互相关值；
·反馈量化(例如线性或对数)的互相关值，例如，互相关值必须映射到两位二进制数；和/或
·考虑上述所有选项，但是仅反馈与先前报告中不同的值。
进一步需要注意的是，ue还可以使用附加的和/或不同的反馈技术来将互相关反馈信息发送回至trp，例如基站。
第二种反馈方法：
在该方法中，主要理念是向trp发回ue对分配ptrs端口的建议。ue使用已计算的互相关矩阵来选择其所需的最佳数量的ptrs端口以及与之关联的dmrs端口。原始互相关数据不会发回。相反，将其所需要的ptrs端口的ue建议发送回去。由基站调度器考虑来自所有相关调度ue的这种反馈，并分配实际数量的ptrs端口，并将其映射到dmrs端口和空间流。该反馈可以被配置为通过uci消息，macce，rrc命令和/或一些其它所需的消息信道发送回gnb。
示例：接着所述第一种反馈示例，ue测量6×6互相关矩阵，并且在这种情况下发现空间流1和2上的相位噪声处理是高度相关的，而空间流3，4，5，6上的相位噪声处理是高度不相关的。在这种情况下，它可以请求trp分配五个空间流，并将ptrs端口1映射到dmrs端口1，无ptrs端口映射到dmrs端口2，以及将ptrs端口2至5分别映射到dmrs端口3至6。需要注意的是，在这个示例中，dmrs端口5和6被用于另一个ue。
示例流程图
图11a-c提供了在ue处执行pn相关以及将这些相关从ue反馈到基站的示例流程图。值得注意的是，尽管这里的讨论集中在dl上，但是这些方法可以以类似的方式扩展到ul。
首先请参考图11a，在方框602中，当基站支持ptrs通信时，该流程起始于以某个已知的时间频率密度从每个dmrs端口发送具有1个ptrs的时隙/tti。否则，根据某些隐含/明确指示的关联规则，每个dmrs端口的ptrs更少。进一步地：
·每个空间流有一个dmrs端口；
·可以从指示的任何设置中传输空间流：多个trp，一个trp，到单个ue，到多个ue；以及
·时间频率密度/位置可以隐式/显式地指示给ue。
接下来，在方框604中，在该tti中调度的每个ue处，在前端加载的dmrs符号中进行以下操作：
·使用该ue的调度资源块中的所有dmrs来估计每个空间流的cpe；以及
·如果可能的话(这是可选的)，还将使用来自空间流的dmrs，所述空间流不是针对给定ue组或dmrs组的。如果不可能，则将cpe估计限制为仅用于该ue组或dmrs组的ss
下一步，在方框606，在该tti中调度的每个ue处，在具有ptrs的符号中执行以下操作(特殊情况是如果每个pdsch符号都具有ptrs)：
·使用该ue的调度资源块中的所有ptrs来估计每个空间流的cpe；以及
·如果可能的话(这是可选的)，还将使用来自空间流的ptrs，所述空间流不是针对给定ue的。如果不可能，则将cpe估计限制为仅针对该ue在ss中使用ptrs。
接下来，在方框608中，在该tti中调度的每个ue处，如果存在附加的(非前端加载的)dmrs符号，则进行以下操作：
·使用该ue的调度资源块中的所有dmrs来估计每个空间流的cpe；以及
·如果可能的话(这是可选的)，还将使用来自空间流的dmrs，所述空间流不是针对给定ue组或dmrs组的。如果不可能，则将cpe估计限制为仅用于该ue组或dmrs组的ss
下一步，在方框609中，如果tti中的一些符号包含csi-rs传输，则当有足够数量的csi-rs可用于实现可靠的cpe估计时，ue可以使用该csi-rs来导出cpe。
下一步，在方框611中，在该tti中调度的每个ue处，如果所选择的pdsch符号没有dmrs或ptrs或csi-rs，则用盲方法估计cpe。这仅在针对该ue的ss中完成。
接下来，在方框612中，跨越空间流计算cpe的互相关性。这一步用于尽可能多的ss。
如果使用第一种反馈方法，则在方框614中，ue将完整的n×n互相关矩阵或其压缩和变换形式之一发送回基站。
如果使用第二种反馈方法，则在方框616中，ue随后选择其所需的最佳数量的ptrs端口以及与之关联的dmrs端口。由ue将该推荐的ptrs端口列表发送回一个或多个基站。
最后，在方框618中，基站(例如，gnb)基于从ue接收的报告更新ptrs分配和到dmrs端口的映射。
用于多tti操作的扩展/调制
以下提供了图11a-c中所示的对多个tti进行ofdm的示例流程的扩展。所提出的方法利用来自最后m个tti的cpe估计，对于最后m个tti，使用类似的传输模式设置为其调度了特定的ue。
每个tti-i的建议方法如下：
■如果以传输方案设置y调度ue：
·如图11a-c所示的示例中所提供，估计tti的每个可能符号中的cpe；以及
·获得每个空间流每个符号的cpe的时间序列。
■如果存在使用相同传输方案y的先前tti(s)，则：
·将当前tti-i的cpe估计与先前tti(s)链接，并更新互相关矩阵(ss_xcorr)；或者
·查找每个tti的ss_xcorr，并将其平均或以各种指数加权平均，以获得ss_xcorr的新更新。
■根据所使用的第一或第二种反馈方法，将更新的ss_xcorr或推荐的ptrs端口配置设置返回给gnb。
■在调度ue时等待下一个tti。
用于单载波调制的扩展/调制
对于单载波波形的情况[sc＝单载波传输方案]，例如零cp单载波波形，或sc-fdma或单载波族中的任何其它备选方案，相位噪声估计和补偿的问题仍然存在。然而，ofdm类型的共相位误差(cpe)并不相关，因为相位噪声不需要在频率上(每个副载波)进行补偿，而是需要在时间上进行补偿。
用于这种pn时间补偿的一些技术有：
·时域导频辅助补偿；
·时域循环前缀辅助补偿；以及
·时域盲补偿。
此外，所述提议的技术可以扩展到单载波情形。例如，考虑在同一时频资源上调度多个ue的mu-mimo型sc系统。每个ue获得一个ue特定导频，其中该ue特定导频以与ue收到的数据相同的方式进行预编码。这被称作scdmrs导频。在该系统中可以使用附加的scptrs导频。每个scptrs与一个或多个scdmrs端口相关联，并且与正好一个scdmrs端口共享相同的预编码。该算法可以和图11a-c中用于ofdm相形同样地实施，只是ptrs替换为scptrs，dmrs替换为scdmrs。
如上所述，虽然此外的讨论集中于dl，但是这些方法也可以以类似的方式扩展到ul。
值得注意的是，所公开的实施方式可用于rf通信系统的各种基于ofdm的传输方案。还应注意的是，这里所用的“射频”或rf通信是指传送有用信息的电信号和/或电磁信号，其频率从约三千赫兹(khz)到数千吉赫兹(ghz)，而无论这种信号是通过何种介质传送的。基于ofdm的传输可以通过各种介质(例如，空气、自由空间、同轴电缆、光纤、铜线、金属层和/或其它rf传输介质)传输。举例而言，如果基于ofdm的调制用于毫米波传输，则所公开的实施方式可以使用于波长为1-10mm(例如，传输范围为71-76ghz)的30-300ghz之间的毫米波传输。此外，所公开的实施方式可能对于高达40ghz的5g解决方案很有用，在该解决方案中，更有可能实现基于ofdm的调制。例如，在28ghz，39ghz附近的5g频率范围和频带，和/或将基于ofdm的调制用于rf传输的其他频率范围或频带，将从所公开的技术中受益。还应注意的是，在美国公开的专利申请no.2015-0303936(序列号14/257944)和美国公开的专利申请no.2015-0305029(序列号14/691339)中也描述了可以应用所公开的技术的示例性无线通信系统，在此将其全文引入作为参考。
图12是关于图5所示实施方式的基带接收器、基带发射器、多fpga处理电路以及实时处理器的电路的示例性实施方式的方框图。图12所示的实施方式中提供两个接收/发送流和相关的处理电路。
在图12所示的实施方式中，两个模数两个模数转换器(adc1802-1，adc2802-2)接收模拟基带信号，并向两个解调器/均衡器806输出采样的数字基带信号804(即图中所示的，采样的时域基带接收信号)。所述解调器/均衡器(图中所示的第一解调器/均衡器806-1，第二解调器/均衡器806-2)对各个接收信号进行解调和均衡。由于mimo(多输入多输出)均衡任务的复杂性，相关功能的某些部分由单独的mimo处理电路(图中为mimo处理电路808)实现。具体地，该mimo处理电路808执行mimo信道估计和均衡器权重812的计算。为此，它将从两个接收的基带信号中提取的(预处理的)导频信号/符号814作为输入。这些(预处理的)导频信号/符号814由解调器/均衡器806提供。由mimo处理电路808计算得到的均衡器权重812(wl，w2)被反馈至解调器/均衡器806，解调器/均衡器806可以使用该些均衡器权重812来执行最终的mimo均衡。为了支持该最终的mimo均衡任务，解调器/均衡器806可以交换中间均衡结果。解调器/均衡器806的最终输出是两个接收流的均衡qam(正交幅度调制)符号816。这些均衡qam符号824被提供给mimo处理电路808，再由mimo处理电路808分配给多个解码器(图中标示为解码器822)。值得注意的是，上面一组解码器822可用于解码第一接收流，而下面一组解码器822可用于解码第二接收流。解码器822将解码的数字接收数据828加上每个传输块的crc(循环冗余校验)结果输出到mac支持fpga826。mac支持fpga826可以收集所有解码器822的输出数据828，将其进行处理，并进一步以同步和一致的方式将它们提供给实时处理器(图中标示为实时处理器832)。实时处理器832可以对由mac支持fpga826提供的接收数据(和crc结果)828执行进一步的操作。此外，还可以向mac支持fpga826和/或其它接收机fpga(图中未示出)提供接收机(rx)控制信息836，以控制和配置相应的接收机。例如，实时控制器832可以将每个子帧的所有解码器822的控制数据836提供给mac支持fpga826，再由mac支持fpga826将这些控制数据838分发到每个解码器822，以提供用于解码相关传输块的配置。实时处理器832可以为传输路径提供类似的功能。实时处理器832将未编码的数字发送数据842和相关的发送器(tx)控制数据844发送到mac支持fpga826，mac支持fpga826再将数字发送数据846以及相应的编码器/调制器控制数据848分配给两个调制器/编码器(图中所示的第一调制器/编码器852-1，第二调制器/编码器852-2)。调制器/编码器852对发射数据846进行编码并执行发射调制，例如，生成数字时域基带发射信号854。这些数字时域基带发射信号854再由调制器/编码器852发送到数模转换器(图中所示的dac1856-1，dac2856-2)。dac856接收数字基带信号854并输出模拟基带信号。值得注意的是，解调器/均衡器、调制器/编码器、mimo处理电路和解码器可以使用多个并行fpga来实现。
所公开的实施方式还可用于如标题为“用于大规模mimo蜂窝通信系统的信号和帧结构”的美国公开专利申请2015/032629中所描述的大规模mimo蜂窝电信系统的基于ofdm的传输方案，该专利申请的全部内容在此引入作为参考。该种大规模mimo(多输入多输出)通信系统可用于5g动态时分双工(tdd，timedivisionduplex)空中接口。5g(第五代)移动电信能够以灵活可变的方式跨越各种部署场景(例如，农村，城市宏，密集城市，室内等)。特别地，基于大量mimo互易性的tdd空中接口允许符号级切换和潜在的可配置性，进而可允许特征支持5g空中接口的三个主要方面，即增强的移动宽带(embb，enhancedmobilebroadband)，大规模机器类型通信(mmtc，massivemachinetypecommunications)和超可靠和低延迟通信(urllc，ultra-reliableandlowlatencycommunications)。
所公开的实施方式还可以与cpe补偿技术和图13至18以及2017年12月27日提交的美国专利申请15/855,148中所描述的相关实施方式一起使用。美国专利申请15/855,148主张了题为“无线通信系统中ofdm符号的盲共相位误差(cpe)补偿”的美国临时专利申请序列号62/443,226的优先权，在此将其全部引入作为参考。
请参照图13，提供了一个用于ofdm传输的符号处理的示例性实施方式200的方框图。时频同步处理器202接收来自ofdm传输的输入符号201，并为将每个ofdm符号201的起始处对齐，以进行fft(快速傅立叶变换)运算。fftofdm解调器204接收来自时频同步处理器202的输出信号，并通过fft运算对ofdm符号进行解调以提取副载波。信道估测器208收到副载波，并利用副载波内的导频信息来生成信道响应的估计。均衡处理器206从信道估测器208收到信道估计，并将其应用于从ofdm解调器204提取的副载波，以生成均衡的ofdm副载波。cpe估测器212接收均衡的ofdm副载波，并应用一个或多个盲算法214(例如，导频辅助盲方法，仅盲方法)来生成cpe估计，但是也可以应用仅导频估计。接着，cpe补偿处理器210从cpe估测器212接收cpe估计，并将其应用于均衡的ofdm副载波以补偿cpe。补偿后的ofdm副载波再经过解调器216进行解调，生成解调数据209。例如，该解调可以生成一个决定，该决定是关于在用于处理传送符号的调制方案(例如16个qam)内发送哪个星座点。
图14是示例性实施方式300的框图，其中cpe估测器212包括多个估计算法，所述多个估计算法包括仅导频cpe估计算法304、仅盲cpe估计算法214a和导频辅助盲cpe估计算法214b。cpe估测器212接收控制信号302，该控制信号302确定哪种cpe估计算法会应用于任一特定的ofdm符号。例如，该控制信号302可以由一个或多个控制处理器产生。本实施方式中，cpe补偿器210包括数字混频器306，该数字混频器306将来自cpe估测器212的cpe估计308与均衡ofdm副载波312的经补偿或解旋的形式315混合，以生成cpe补偿的ofdm副载波314。cpe估计308被发送到给累加器317，累加器317将cpe估计308与选择器307的输出信号313累加后产生累加cpe估计303。累加cpe估计303再传送室延迟块319，延迟块319将累加cpe估计303延迟一个ofdm符号。因此，延迟块319产生的累加cpe估计309与先前ofdm符号相关联，而累加器317产生的累加cpe估计303与当前ofdm符号相关联。延迟的累加cpe估计309被提供给选择器307的一个输入端，零值被提供给选择器307的另一个输入端。当当前ofdm符号不存在用于估计cpe的导频符号时，控制信号302控制选择器307选择延迟的cpe估计309；当用于估计cpe的导频符号存在或者嵌入在当前ofdm符号中，以及当系统处于静止状态并响应于接收机从仅导频方法304或导频辅助方法214b转换到仅盲方法214a时，控制信号302控制选择器307选择零输入。延迟的累加cpe估计309也被提供给第二混频器311，第二混频器311混合当前ofdm符号的均衡副载波312以产生均衡的ofdm副载波312的补偿形式315。均衡的ofdm副载波312的补偿形式315也被提供给cpe估测器212，cpe估测器212用其来计算cpe估计308。优选地，数字混频器306形成具有相位或者偏移角的单位振幅复值，即cpe估计308的取反形式，且数字混频器306进一步将经补偿的均衡的ofdm副载波315乘以形成的该复值，以生成cpe补偿的ofdm副载波314。类似地，第二混频器311形成具有相位或者偏移角的单位振幅复值，即延迟的累加cpe估计309的取反形式，且第二混频器311将均衡的ofdm副载波312乘以形成的该复值，以生成均衡的ofdm副载波312的补偿形式315。如上所述，cpe估测器212利用解旋/补偿后的均衡副载波315来生成cpe估计308。例如，在n个副载波fft的情况下，cpe估测器212使用n个副载波来生成cpe估计308，并且混频器306将该cpe估计308应用于n个副载波。需要注意的是，在嵌入导频符号的ofdm符号用于计算cpe估计308的情况下，混频器311将不修改均衡的ofdm副载波312(即，通过选择器307的运算将其与一个单位值混合，并将输出的零值相位或角度作为所形成的复值指数，将使均衡的ofdm副载波312成为一个单位值)。
需要提出的是，基于基于纯导频辅助cpe补偿方法304、盲cpe补偿方法214a和/或导频辅助盲cpe补偿方法214b的性能，所提供的方法及相关系统以动态和/或半静态的方式，调整ofdm传输内的pn参考信号或导频密度。所述pn参考信号或导频的密度可以在时间和/或频率上进行调整。此外，接收设备(例如，一个或多个ue)可以将控制消息发送回发送设备(例如，一个或多个基站)，指示所使用的cpe补偿方法相关的性能水平。例如，只要导频辅助cpe补偿方法继续具有足够好的性能，发送设备可以减少包括pn参考信号或导频在内的持续时间内的符号数量。只要盲cpe补偿方法214a继续具有足够好的性能，一旦移除了所有的pn参考信号，可以使用盲cpe补偿方法214a。此外所述的盲cpe估计技术也可以通过其他变换形式来实现。
图15是用于cpe估测器212的仅盲cpe估计算法的的示例性实施方式400的处理流程图。作为一种全盲方法，对于实施方式400不需要导频并且无需导频开销。对于每个符号，都使用盲算法来估计相位噪声。值得注意的是，一个或多个不同的pn估测器可以用于所述盲cpe估计。在示例性实施方式400中，使用的阈值和平均估计方法，其中对接收的iq点进行阈值化，并且在每个阈值化区域内，对i和q分量的相位进行平均从而导出cpe估计。也可以使用幂律pn估计方法，其中将接收到的iq点提高至它们的第m个幂，并将结果取平均值，再进行后处理以导出cpe估计。还可以使用其它盲pn估计方法来提供cpe估计，而无需pn参考信号或其它导频。一种可用于具有象限对称性(即关于相位
在等式(1)中，θ是cpe估计，e为期望算子，x(n)是已知发送的qam星座信号集的值，*算子表示该值的复共轭(本实施例中，副载波)，y(n)是接收到的ofdm符号的副载波，n是ofdm符号的大小，即副载波的数量。
进一步详细参考图15，在方框402中，初始cpe估计被初始设置为零。在方框404(步骤2)中，定义判定区域的集合。例如，可以定义16-qam调制星座图的八个区域的集合，在图17中标示为602、604、606、608、612、614、616和618，对此，下文将更加详细地描述。在方框406(步骤3)中，为在方框404(步骤2)中定义的其中一个区域内的所有数据副载波提取数据。例如，可以提取区域602内具有实(i)幅度的所有数据副载波，例如i≤-2/sqrt(10)，其中“sqrt”是平方根函数。在方框408(步骤4)中，用先前在方框406(步骤3)中提取的数据集估计cpe，以获得部分cpe估计。例如，图18中所示，可以将线性拟合算法应用于所提取的数据。线性拟合方案例如可包括最小二乘估计、最大似然、贝叶斯线性回归和其它线性拟合方案。在方框410(步骤5)中，重复方框406和408(步骤3和4)中的操作，以覆盖方框404(步骤2)中定义的所有剩余判定区域，从而获得每个区域的部分cpe估计。在方框412(步骤6)中，将方框406、408和410(步骤3，4和5)中获得的阈值区域的所有部分cpe估计合并，例如通过平均，以生成最终的盲cpe估计。如下所述，也可以使用不同的阈值和区域，阈值区域的数量也是可以调整的。
图16是用于cpe估测器212的导频辅助盲cpe估计算法的示例性实施方式500的处理流程图。该实施方式提供了在全盲方法上结合传统的导频辅助cpe估计方法的组合。传统方式中，减少用于导频辅助cpe估计的pn导频开销的方法是，仅在间歇符号上具有导频，例如在每隔一个ofdm符号上设有导频。在实施方式400中，将导频辅助cpe估计作为基线开始。然后，在没有嵌入异频的符号上运行盲估测器。
请进一步参考图16，假设一个传统的仅导频cpe估计已经运行完毕。在方框502(步骤1)中，将初始cpe估计设置为具有嵌入式的pn参考信号或导频的最新符号的仅基于导频的cpe估计结果。在方框504(步骤2)中，对所有没有pn导频的后续符号执行用于全盲cep估计的实施方式400的方框404、406、408和410(步骤2-5)。在方框506(步骤3)中，将来自方框502(步骤1)的初始导频cpe估计与来自方框504(步骤2)的盲cpe估计组合，以生成最终的导频辅助盲cpe估计。所述初始导频cpe估计与盲cpe估计的结合，可以通过累加这两个估计并继续累加随后的估计而实现，例如图14中所示的实施方式。
图17是关于图15所示的不同16-qam阈值区域的判决阈值的示例性实施方式的示意图。x轴表示调制方案的实(i)幅度，y轴表示调制方案的虚(q)幅度。对于实(i)阈值区域，区域602包括i的值，使得i≤-2/sqrt(10)；区域604包括i的值，使得-2/sqrt(10)<i≤-2/sqrt(10)；区域606包括i的值，使得0<i≤-2/sqrt(10)；区域608包括i的值，使得i>2/sqrt(10)。对于虚(q)阈值区域，区域612包括q的值，使得q≤-2/sqrt(10)；区域614包括q的值，使得-2/sqrt(10)<q≤0；区域616包括q的值，使得0<q≤q2/sqrt(10)。需要注意的是，可以使用不同的阈值和区域，还可以调整阈值区域的数量。例如，对于64-qam调制，可以使用16个不同的阈值区域；对于qpsk调制，则可以分别使用4个不同的阈值区域。也可能通过其他调整来实施本申请所述的盲cpe评估技术。
值得注意的是，所公开的实施方式可用于rf通信系统的各种基于ofdm的传输方案。还应注意的是，这里所用的“射频”或rf通信是指传送有用信息的电信号和/或电磁信号，其频率从约三千赫兹(khz)到数千吉赫兹(ghz)，无论这种信号是通过何种介质传送的。基于ofdm的传输可以通过各种介质(例如，空气、自由空间、同轴电缆、光纤、铜线、金属层和/或其它rf传输介质)传输。举例而言，如果基于ofdm的调制用于毫米波传输，则所公开的实施方式可以使用于波长为1-10mm(例如，传输范围为71-76ghz)的30-300ghz之间的毫米波传输。此外，所公开的实施方式可能对于高达40ghz的5g解决方案很有用，在该解决方案中，更有可能实现基于ofdm的调制。例如，在28ghz，39ghz附近的5g频率范围和频带，和/或将基于ofdm的调制用于rf传输的其他频率范围或频带，将从所公开的实施方式描述的盲cpe补偿技术中受益。还应注意的是，在美国公开的专利申请no.2015-0303936(序列号14/257944)和美国公开的专利申请no.2015-0305029(序列号14/691339)中也描述了可以应用所公开的盲cpe补偿技术的示例性无线通信系统，在此将其全文引入作为参考。
图18是对于图17所示的不同16-qam阈值区域使用8个判决阈值，并采用图15所示方法的实施方式提取落在8个区域内的ofdm符号的数据副载波子集的示例性实施方式1000的示意图，所述8个区域即4个实部区域602、604、606和608，以及4个虚部区域612、614、616和618。图18还示出了落入区域602(四个垂直实部区域中的一个)中的所提取的副载波的拟合线，并计算该拟合线与相位噪声不存在线(例如，垂直线)之间的角度，以获得区域602特定的cpe估计。图18还示出了将落入区域614(四个水平虚部区域中的一个)内的所提取副载波的拟合线，并计算该拟合线与相位噪声不存在线(例如，水平线)之间的角度，以获得区域614特定的cpe估计。根据需要，可以对其他区域进行类似的副载波提取、线路拟合及cpe估计计算，然后可以例如根据图15所示，对各个区域特定的cpe估计求平均值，以获得ofdm符号的最终或总体cpe估计。如上所述，估计的角度可以形成一个单位幅度复值的相位，该相位将与ofdm符号的每个副载波相乘，以完成对ofdm符号副载波中cpe的补偿。值得注意的是，用于似合线路的所提取的副载波是经过补偿/解旋的副载波(例如，图14中所示的混频器311的输出315)，通过降低将各个副载波提取到错误区域中的可能性，从而非常有利于得到更准确的cpe308。如上所述，有利地，那些可以被计算和平均的区域特定的cpe估计的区域数量可以基于可用的计算能力和所需的cpe补偿效率而变化。
有利地，所描述的实施方式可以在波束管理过程中，特别是在毫米波情形中减少开销和/或延迟时间。更具体地，上述实施方式可以降低bs和ue之间的通信开销，并可以缩短波束细化过程。这可能是由于同时用于同步和嵌套波束链接的参考信号(例如ss)，以及bs在其波束扫描期间潜在地发射较少的窄波束的双重作用。另外，窄波束和宽波束之间的链接提供了bs和ue在窄波束质量欠佳时回到使用较宽波束进行通信的能力。这种回落至较宽波束上的能力可以有利地增加系统的鲁棒性。这种增强的鲁棒性还可以降低对波束失效时恢复程序的需要。
有利地，特别是在毫米波情形中，所描述的实施方式可以提供改进的波束报告。更具体地，假定ue可能具有有限的计算能力，则通过更有效地使用ue有限的计算能力来选择最佳波束，所述实施方式可以实现波束选择的改进。考虑到相对广泛的不同ue类别，这在nr上下文中可能特别有利。
还需注意到，这里所述的功能模块可以根据需要利用硬件、软件或硬件和软件的组合来实现。此外，根据需要，也可以利用运行软件和/或固件的一个或多个处理器或处理电路来实现所描述的实施方式。还应当理解，文中描述的一个或多个运算、任务、功能或者方法可以被实施，例如，可以由包含在一个或多个非临时性有形计算机可读介质(例如，存储器)的软件或硬件和/或其他程序指令，通过一个或多个控制器、微控制器、微处理器、硬件加速器和/或其它处理器或处理电路来执行所述的操作和功能。
进一步地，这里所述的功能模块、设备和/或电路可以利用硬件、软件或硬件和软件的组合来实现。另外，对一个或多个处理器(例如，中央处理单元(cpu)、控制器、微控制器、微处理器、硬件加速器、可编程集成电路、fpga(现场可编程门阵列)、asic(专用集成电路)和/或其它可编程处理电路)进行编程以执行上述实施方式中所述运算、任务、功能或行动。例如，所述一个或多个电子电路可以被配置为执行或以其他方式利用存储在一个或多个非临时性有形计算机可读介质(例如，数据存储装置、闪存、随机存取存储器、只读存储器、可编程存储装置、可再编程存储装置、硬盘驱动器、软盘、dvd、cd-rom，和/或任何其它有形数据存储介质)中的软件、固件、逻辑和/或其他程序命令，来执行上述实施方式中所描述的操作、任务、功能或行动。
还应当指出，这里所述的功能模块、组件、系统、设备和/或电路可以利用硬件、软件或硬件和软件的组合来实现。例如，所公开的实施方式可以通过一个或多个可编程集成电路来实现，所述一个或多个可编程集成电路被编程以执行针对上述实施方式中所描述的功能、任务、方法、行动和/或其它操作特征。所述一个或多个可编程集成电路可包括例如一个或多个处理器和/或pld(可编程逻辑器件)。所述一个或多个处理器可以是例如一个或多个中央处理单元(cpu)、控制器、微控制器、微处理器、硬件加速器、asic(专用集成电路)和/或其它集成处理设备。所述一个或多个pld可以是例如一个或多个cpld(复杂可编程逻辑器件)、fpga(现场可编程门阵列)、pla(可编程逻辑阵列)、可重构逻辑电路和/或其它集成逻辑器件。另外，包括所述一个或多个处理器的可编程集成电路，可以被配置为执行体现在一个或多个非瞬时有形计算机可读介质中的软件、固件、代码和/或其它程序指令，以执行这里针对所公开的实施方式所描述的功能、任务、方法、行动和/或其它操作特征。所述包括一个或多个pld的可编程集成电路，也可以使用体现在一个或多个非瞬时有形计算机可读介质中的逻辑代码、逻辑定义、硬件描述语言、配置文件和/或其它逻辑指令来编程，以执行本申请所公开的实施方式中所描述的功能、任务、方法、行动和/或其它操作特征。另外，所述一个或多个非临时性有形计算机可读介质例如可以包括一个或多个数据存储装置、存储装置、闪存、随机存取存储器、只读存储器、可编程存储装置、可再编程存储装置、硬盘驱动器、软盘、dvd、cd-rom和/或任何其它非瞬时有形计算机可读介质。也可以通过其他变化调整来实施本申请所述的技术。
基于以上描述，对本发明的进一步修改和替代实施方式对本领域技术人员来说是显而易见。从而，应当认识到，本发明不限于上述示例性方案。因此，说明书中的以上描述仅是出于说明需要，并且用于教导本领域技术人员实施本发明的方式。应当理解，这里所示和所述的本发明的形式应被认为是当前较佳的实施方式。可以在实现方式和体系结构中进行各种改变。例如，可以用等效元件代替这里所示和所述的元件，并且可以独立于其它特征的使用来使用本发明的某些特征，所有这些对于本领域技术人员在受益于本发明的描述之后都是显而易见的。
为了避免引起疑问，本发明包括在以下编号的句子(缩写为“sent.”)中定义的主题。
sent.1.一种基站(bs)，包括：
配置为与用户设备(ue)收发波束的无线电收发器；
其中所述波束具有：
宽波束参考信号(rs)的第一波束集，每个宽波束参考信号具有一个方向和一个宽度，其中，每个宽波束rs的方向在所述第一波束集中彼此不同；
窄光束rs的第二光束集，每个窄光束bs具有一个方向和一个宽度，
其中，在第二光束集中，每个窄光束rs的方向彼此不同，并且窄光束rs的宽度小于宽光束rs的宽度；
其中，第二光束集的每个窄光束rs根据链接唯一地链接到第一光束集的宽光束rs；
其中，每个窄波束rs的方向在空间上嵌套在其唯一链接的宽波束rs的宽度内；以及
一种处理器，配置为：
在波束管理过程中使用第一和第二波束集，在该波束管理过程中，为ue选择一个窄波束rs，并根据链接为ue选择了唯一链接到所选窄波束rs的宽波束rs。
sent.2.如权利要求1所述的bs，
其中，所述链接是配置给ue的一组可能的链接关系中的一个，作为传输配置指示(tci)状态参数；
其中，每个配置的tci状态包括一个参考信号(rs)集；以及
其中，每个rs集包含用于配置rs集的参考信号与物理下行链路共享信道(pdsch)的解调参考信号(dm-rs)端口组之间的关系的准同位关系的参数。sent.3.如权利要求2所述的bs，
其中，qcl-typed用于指示关于rs集和dm-rs中端口组的参考信号之间的空间接收参数的准同位关系。
sent.4.如权利要求1所述的bs，
其中，所述链接被隐含地指示给所述ue。
sent.5.如权利要求1所述的bs，
其中，当ue被配置为具有可以使控制资源集(coreset)调度物理下行链路控制信道(pdsch)的更高层参数时，bs可以在针对ue的下行链路控制信息(dci)消息中向ue指示所述链接；
其中，所述控制资源集(coreset)是一组资源元素，其中物理下行链路控制信道(pdcch)可以发送至ue。
sent.6.如权利要求1所述的bs，
其中，当为ue选择窄波束rs时，唯一链接到所选择的窄波束rs的宽波束rs被明确地指示为由bs向ue发送的窄波束配置消息的一部分。
sent.7.如权利要求1所述的bs，
其中第一波束集的宽波束rs是来自列表的信号：同步信号(ss)和信道状态信息参考信号(csi-rs)；和/或
其中第二波束集的窄波束rs是信道状态信息参考信号(csi-rs)。
sent.8.一种用户设备(ue)，包括：
配置成与基站(bs)收发波束的无线收发器；以及
其中所述波束具有：
宽波束参考信号(rs)的第一波束集合，每个宽波束参考信号具有方向和宽度，其中，每个宽波束rs的方向在所述第一波束集合中彼此不同；
窄光束rs的第二光束集，每个窄光束bs具有方向和宽度，
其中，在第二光束集中，相对于其它窄光束rs而言，每个窄光束rs的方向是唯一的，并且窄光束rs的宽度小于宽光束rs的宽度；
其中，第二光束集的每个窄光束rs根据链接唯一地链接到第一光束集的宽光束rs；
其中，每个窄波束rs的方向在空间上嵌套在其唯一链接的宽波束rs的宽度内；以及
一种处理器，配置为：
使用第一和第二波束集来控制无线收发器来收发波束，其中为ue选择一个窄波束rs，并根据链接为ue选择了唯一链接到所选窄波束rs的宽波束rs。sent.9.如权利要求8所述的用户设备，
其中，所述链接是配置给ue的一组可能的链接关系中的一个，作为传输配置指示(tci)状态参数；
其中，每个配置的tci状态包括一个参考信号(rs)集；以及
其中，每个rs集包含用于配置rs集的参考信号与物理下行链路共享信道(pdsch)的解调参考信号(dm-rs)端口组之间的关系的准同位关系的参数；以及
其中，qcl-typed用于指示关于rs集和dm-rs中端口组的参考信号之间的空间接收参数的准同位关系。
sent.10.如权利要求8所述的用户设备，
其中，当ue被配置为具有可以使控制资源集(coreset)调度物理下行链路控制信道(pdsch)的更高层参数时，可以在针对ue的下行链路控制信息(dci)消息中向ue指示所述链接；
其中，所述控制资源集(coreset)是一组资源元素，其中物理下行链路控制信道(pdcch)可以发送至ue。
sent.11.一种方法，包括：
由基站(bs)构造宽波束参考信号(rs)的第一波束集，宽波束参考信号(rs)的第一波束集，每个宽波束参考信号具有一个方向和一个宽度，其中，每个宽波束rs的方向在所述第一波束集中彼此不同；
由基站构造窄光束rs的第二光束集，每个窄光束bs具有一个方向和一个宽度，其中，在第二光束集中，每个窄光束rs的方向彼此不同，并且窄光束rs的宽度小于宽光束rs的宽度；
其中，第二光束集的每个窄光束rs根据链接唯一地链接到第一光束集的宽光束rs；
其中，每个窄波束rs的方向在空间上嵌套在其唯一链接的宽波束rs的宽度内；以及
其中在第一和第二波束集使用在该波束管理过程中，为ue选择一个窄波束rs，并根据链接为ue选择了唯一链接到所选窄波束rs的宽波束rs。
sent.12.如权利要求11所述的方法，
其中，所述链接是配置给ue的一组可能的链接关系中的一个，作为传输配置指示(tci)状态参数；
其中，每个配置的tci状态包括一个参考信号(rs)集；以及
其中，每个rs集包含用于配置rs集的参考信号与物理下行链路共享信道(pdsch)的解调参考信号(dm-rs)端口组之间的关系的准同位关系的参数。sent.13.如权利要求12所述的方法，
其中，qcl-typed用于指示关于rs集和dm-rs中端口组的参考信号之间的空间接收参数的准同位关系。
sent.14.如权利要求11所述的方法，
其中在波束管理过程中，当ue接收并选择第二组窄波束rs中的一个作为最强测量窄波束rs时，ue根据该链接对应地选择唯一链接至最强测量窄波束rs的宽波束rs。
sent.15.如权利要求11所述的方法，
其中所述链接被隐含地指示给所述ue。
sent.16.如权利要求11所述的方法，
其中，当ue被配置为具有可以使控制资源集(coreset)调度物理下行链路控制信道(pdsch)的更高层参数时，可以在针对ue的下行链路控制信息(dci)消息中向ue指示所述链接；
其中，所述控制资源集(coreset)是一组资源元素，其中物理下行链路控制信道(pdcch)可以发送至ue。
sent.17.如权利要求11所述的方法，
其中，当为ue选择窄波束rs时，唯一链接到所选择的窄波束rs的宽波束rs被明确地指示为由bs向ue发送的窄波束配置消息的一部分。
sent.18.如权利要求11所述的方法，
其中第一波束集的宽波束rs是来自列表的信号：同步信号(ss)和信道状态信息参考信号(csi-rs)。
sent.19.如权利要求11所述的方法，
其中第二波束集的窄波束rs是信道状态信息参考信号(csi-rs)。
sent.20.如权利要求11所述的方法，
其中基于第二波束集的每个窄波束rs唯一地链接到第一波束集的宽波束rs的链路，ue使用到下行链路控制信道和/或下行链路共享信道的另一链接。
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