多天线OFDM指数调制方法与流程

本发明属于通信技术领域，特别涉及一种指数调制方法，可用于多天线正交频分复用ofdm系统，改善其误码性能，降低实现复杂度等。

背景技术：

ofdm是无线通信领域广泛采用的一种多载波调制方式，它能够有效地克服多径衰落。2015年，等人在“multiple-inputmultiple-outputofdmwithindexmodulation”(ieeesignalprocessingletters,vol.22,no.12,pp.2259-2263,dec.2015)中提出了一种基于指数调制的多天线ofdm结构，称为mimo-ofdm-im。该结构在每根发射天线上均采用独立的ofdm指数调制方法，不仅通过信号星座点传输比特信息，还通过选取激活子载波的位置来传输比特信息。具体实施步骤为：首先，将nt根发射天线上每一个大小为n长的mimo-ofdm符号块均分成g小块，每块长度为n；将一个mimo-ofdm符号块中的m个输入比特信息均分成gnt组，每组包含p比特信息，即m＝pgnt；然后，将每组p比特信息映射到每一个子符号块上，用每组p比特信息的前p1比特信息选取激活子载波的位置，即从n个子载波中选取k个子载波激活，其余n-k个子载波保持沉默；余下的p2比特信息用来选取激活子载波上调制的星座符号。该调制方法在每根发射天线上均采用独立的ofdm指数调制方法，因此无法保证发射信号在天线维度上呈现均匀的稀疏性。这使得在中低谱效率时，其误比特性能并不理想。

t.datta等人在“generalizedspaceandfrequencyindexmodulation”(ieeetransactionsonvehiculartechnology,vol.65,no.7,pp.4911-4924,jul.2015)中公开了一种基于广义空间频率指数调制的多天线ofdm结构，称为gsfim。该结构中的比特信息被映射到天线维度、子载波维度以及信号星座图。具体实施步骤为：首先，将nt根发射天线上每一个长为n的mimo-ofdm符号块均分成g小块，每块长度为n；将一个mimo-ofdm符号块中的m个输入比特信息分成2组，分别包含m1比特信息和m2比特信息，即m＝m1+m2。然后，将m1比特信息用来选取该mimo-ofdm符号激活天线的位置，即从nt根发射天线中选择nt根天线激活，其余nt-nt根发射天线保持沉默；将m2比特信息均分成gnt组，每组包含p比特信息，即m2＝pgnt；接着，将每组p比特信息映射到激活天线的每一个子符号块上，用每组p比特信息的前p1比特信息选取激活子载波的位置，即从n个子载波中选取k个子载波激活，其余n-k个子载波保持沉默；余下的p2比特信息用来选取激活子载波上调制的星座符号。在此结构中，nt根发射天线中只有nt根天线被激活，所以存在天线资源浪费的情况，相比mimo-ofdm-im结构，gsfim结构的误比特性能更差，且实现复杂度较高。

技术实现要素：

本发明的目的在于针对现有技术的不足，提出一种多天线ofdm指数调制方法，以在中低谱效率时改善无线通信系统的误比特性能，降低实现复杂度。

为实现上述目的，本发明的技术方案包括如下：

(1)在一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内进行频域信号设计：

(1a)将大小为nt×n的多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号均分成大小为nt×n的g个子矩阵块，即g＝n/n，其中nt＞1,n＞1,n≥n≥1；

(1b)将一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内所要传输的m比特均分成g组，每组包含p比特信息，即m＝pg，再将每组p比特信息分成第一部分比特信息p1，第二部分比特信息p2和第三部分比特信息p3，即p＝p1+p2+p3；

(1c)对上述三部分比特信息p1，p2和p3进行映射：

(1c1)将第一部分比特信息p1映射为激活子载波的位置，得到一个1×n的子载波位置激活向量k1；

(1c2)将第二部分比特信息p2映射为激活天线的位置，得到一个nt×1的天线位置激活向量k2；

(1c3)将天线位置激活向量k2与子载波位置激活向量k1做克罗内克积，得到一个nt×n的位置激活矩阵i；

(1c4)将第三部分比特信息p3先映射到传统qam/pam信号星座图上，得到传统频域信号，并将该传统频域信号对应到位置激活矩阵i上，至此，得到第一个子矩阵块上所有的频域发送信号；

(1d)根据(1c)的方法，分别产生其余g-1个子矩阵块上的频域发送信号，将全部g个子矩阵块上的频域发送信号按顺序连接，得到一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内的频域发送信号序列a；

(2)将频域发送信号序列a先经傅里叶逆变换ifft操作，再加循环前缀cp，得到时域发送信号序列b；

(3)将时域发送信号序列b在频率选择性衰落信道中进行传输，得到时域接收信号序列d；

(4)对时域接收信号序列d，依次进行去循环前缀cp操作，傅里叶变换fft操作，得到频域解调信号序列e；

(5)将频域解调信号序列e均分成g个子矩阵，每个子矩阵大小为nt×n，分别对每个子矩阵进行最大似然检测，得到频域信号序列的估计信号序列g；

(6)将频域信号序列的估计信号序列g反映射成比特信息，完成信息传输过程。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1.中低谱效率下具有更低的误比特性能

现有的mimo-ofdm-im结构不能保证信号在天线维呈现均匀的稀疏性，使得在中低谱效率时，误比特性能不够理想。现有的gsfim结构对天线资源的利用不够充分，其误码性能比mimo-ofdm-im结构更差。本发明提出的多天线ofdm的指数调制方法，可以保证发送信号在天线维度和子载波维度上均呈现出均匀的稀疏性，使其误比特性能更低。

2.复杂度更低

本发明由于采用了独特的频域位置激活设计方案，利用两个较小的位置激活向量k1与k2做克罗内克积，从而产生位置激活矩阵i，代替从大矩阵中选取激活子载波位置的传统方法，因此降低了实现的复杂度。

附图说明

图1为本发明的实现原理图；

图2为是本发明中比特序列到位置激活矩阵i的映射关系示意图；

图3为本发明在归一化多普勒频率为0的无线通信场景下的误比特率性能仿真图；

图4为本发明在归一化多普勒频率为0.1的无线通信场景下的误比特率性能仿真图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步描述。

本发明在多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm结构的基础上，采用了独特的频域位置激活设计方案，利用两个较小的位置激活向量k1与k2做克罗内克积，从而产生位置激活矩阵i，代替从一个大矩阵中选取激活子载波位置的传统方法，以降低实现的复杂度。另外，由于在不同的子矩阵块中，天线激活位置是随机的，不存在天线资源浪费的情况，所以相比现有技术，本发明可改善无线通信系统的误比特性能，降低实现复杂度。

所述的多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm系统，其大小为nt×n的矩阵块，其中nt表示发射天线的行数，n表示每一根发射天线上子载波的个数。

参照图1，对本发明的实现步骤如下：

步骤1，在一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内进行频域信号设计。

1.1)将大小为nt×n的多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号均分成大小为nt×n的g个子矩阵块，即g＝n/n，其中nt＞1,n＞1,n≥n≥1；

1.2)将一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内所要传输的m比特均分成g组，每组包含p比特信息，即m＝pg，再将p比特信息分成三个部分，即第一部分比特信息p1，第二部分比特信息p2和第三部分比特信息p3，p＝p1+p2+p3；

1.3)将前两部分比特信息p1和p2映射到位置激活矩阵i上：

参照图2，本步骤的具体实现如下：

图2从左到右依次为输入比特信息，传统指数映射表，子载波位置激活向量k1和天线位置激活向量k2，位置激活矩阵i，以nt＝4,nt＝2,n＝4,k＝2为例，进行前两部分比特信息的计算：

计算第一部分比特信息：其中c(n,k)表示从n个子载波中选取k个激活子载波的组合数个数，本实例从4个子载波中选取2个激活子载波的组合数个数为6，即c(n,k)＝6，根据则p1＝2，即第一部分比特信息序列为2个比特；

计算第二部分比特信息：其中c(nt,nt)表示从nt根发射天线中选取nt根激活天线的组合数个数，本实例从4根发射天线中选取2根激活天线的组合数个数为6，即c(nt,nt)＝6，根据则p2＝2，即第二部分比特信息序列为2个比特；

由前两部分计算可知，共需p1+p2＝4个比特完成比特序列到位置激活矩阵i的映射；

参照图2，当输入的4个比特信息序列为1001时，即第一部分比特信息序列为01，第二部分比特信息序列为10，将这两部分比特信息序列进行如下操作：

1.31)将第一部分比特信息01映射为激活子载波的位置，即根据传统指数调制方法选取第二个和第三个子载波为激活子载波，得到一个1×n的子载波位置激活向量k1，其选取方法采用查找表法或者组合数法；

1.32)将第二部分比特信息10映射为激活天线的位置，即根据传统指数调制方法选取第三个和第四个天线为激活天线，得到一个nt×1的天线位置激活向量k2，其选取方法采用查找表法或者组合数法；

1.33)将天线位置激活向量k2与子载波位置激活向量k1做克罗内克积，得到一个nt×n的位置激活矩阵i；

1.4)将第三部分比特信息p3先映射到传统qam/pam信号星座图上，得到传统频域信号，并将该传统频域信号对应到位置激活矩阵i上，至此，得到第一个子矩阵块上所有nt×n的频域发送信号；

1.5)重复1.3和1.4，分别产生其余g-1个子矩阵块上的频域发送信号，将全部g个子矩阵块上的频域发送信号按顺序连接，得到一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内的频域发送信号序列a。

步骤2，将频域发送信号a在一个多输入多输出正交频分复用mimo-ofdm符号周期内进行ofdm调制。

2.1)在频域发送信号序列a中，依次对每根天线上长度为n的频域发送信号进行快速傅里叶逆变换，得到时域发送信号序列a’；

2.2)在时域发送信号序列a’中，依次将每根天线上长度为n点的时域发送信号序列加上长度为l的循环前缀，以避免符号间干扰，即把时域发送信号序列的最后l个符号复制到该信号序列前面，使每根发射天线上的时域发送信号序列长度变为n+l，得到时域发送信号序列b。

步骤3，将时域发送信号序列b在频率选择性衰落信道中进行传输。

3.1)将时域发送信号序列b与时域信道系数做卷积，即将时域发送信号序列b与时域信道矩阵h做卷积，得到时域卷积信号序列c；

3.2)将时域卷积信号序列c加上高斯白噪声，得到时域接收信号序列d。

步骤4，对时域接收信号序列d进行正交频分复用ofdm解调。

4.1)去除时域接收信号序列d的循环前缀，即依次把每根天线上长度为n+l的时域接收信号的前l个符号去掉，得到时域无前缀信号序列d’；

4.2)对时域无前缀信号序列d’进行正交频分复用ofdm解调，即依次对每根天线上长度为n的时域无前缀信号序列进行快速傅里叶变换，得到频域解调信号序列e。

步骤5，对频域解调信号序列e进行检测，得到频域信号序列的估计信号序列g。

现有对频域解调信号序列的检测可有多种方法，例如最小均方误差检测、llr检测方法，最大似然检测方法等，本实例采用最大似然方法检测，其步骤如下：

(5a)将频域解调信号序列e均分成g个子矩阵块，每个子矩阵块大小为nt×n；

(5b)将被检测子矩阵块记为ei，i＝1,2….g，并将频域信道矩阵中与被检测子矩阵块ei相对应的频域信道子矩阵记为hi，用该信道子矩阵hi右乘一个频域信号矩阵t，得到待估计频域信号矩阵t’，其中频域信号矩阵t属于发送信号集合，共有2p个，其中，p是一个子矩阵块包含的比特数；

(5c)求出待估计频域信号矩阵t’与被检测子矩阵块ei的距离：d＝||ei-t’||f，其中，||·||f表示f范数；

(5d)重复(5a)-(5b)，遍历发送信号集合中所有的频域信号矩阵t，将d取最小值时对应的频域信号矩阵t作为被检测子矩阵块的估计信号gi；

(5e)对每个子矩阵块均重复上述过程，得到频域信号序列的估计信号序列g。

步骤6，将频域信号序列的估计信号序列g反映射成比特信息，完成信息传输过程。

对本发明的效果可以通过以下仿真进一步说明：

1.仿真条件：

本发明通过c++平台得到仿真数据，在matlab平台上，得到仿真图。

仿真信道为独立同分布的频率选择性瑞利衰落信道，设置发射天线数为nt＝2，接收天线数nr＝3，子载波数n＝120，循环前缀的长度为l＝8，信道弥散长度为v＝8，采用最大似然检测算法。

3.仿真内容

仿真内容包括本发明提出的方案、现有的mimo-ofdm-im方案和gsfim方案。其中

本发明方法中n＝2,k＝1,nt＝1，采用qpsk星座图映射星座点。

mimo-ofdm-im方案中n＝4,k＝2,nt＝2，采用bpsk星座图映射星座点。

gsfim方案中n＝4,k＝2,nt＝1，采用8psk星座图映射星座点。

仿真1，利用上述信道，在归一化多普勒频率为0时，分别仿真上述三种方法的误比特性能，结果如图3所示。

图3的横坐标为信噪比，即信号噪声功率比，单位为分贝db，纵坐标为误比特率。

由图3可以看出，当归一化多普勒频率为0时，本发明的误比特性能比其他两种方法的误比特性能要好很多。如在误比特率ber＝10^-4时，本发明比mimo-ofdm-im方案误比特性能好约1.8db，比gsfim方案误比特性能好约2.4db。由此可见，本发明所提的方法能够获得比现有技术更低的误比特率。

仿真2，利用上述信道，在归一化多普勒频率为0.1时，分别仿真上述三种方法的误比特性能，结果如图4所示。

图4的横坐标为信噪比，即信号噪声功率比，单位为分贝db，纵坐标为误比特率。

由图4可以看出，当归一化多普勒频率为0.1时，与图3结论一致。本发明的误比特性能比其他两种方法的误比特性能要好很多。如在误比特率ber＝10^-4时，本发明比mimo-ofdm-im方案误比特性能好约2db，比gsfim方案误比特性能好约3.6db。由此可见，本发明所提的方法能够获得比现有技术更低的误比特率。