一种射频收发机的制作方法

本发明实施例涉及相控阵列天线技术领域，尤其涉及一种射频收发机。

背景技术：

下一代移动通信5g将带来几十甚至上百gbps的通信速率，远超过目前与以往的通信体系。为了实现这一目的，5g不仅利用多个频段的宽带频谱资源，如毫米波频段，也通过大规模天线阵列，通过利用电磁波传输的空间多样性进一步提高信道容量。

在相控阵列天线中，为了实现波束赋性需要对每一个天线单元的相位进行控制，通常是通过模拟移相器的方式实现，模拟移相器一般在射频链路上直接改变射频信号相位，在大规模阵列中，每一路天线都需要一套移相器进行相应相位的控制，导致了整个天线系统结构复杂，成本高且不易控制。

技术实现要素：

本发明实施例提供一种射频收发机，目的在于通过简单的结构实现对相控阵列天线的相位控制，提高射频收发系统的稳定性和噪声性能。

本发明实施例提供了一种射频收发机，包括：可调频率本振信号生成装置、第一混频器以及射频移相装置；

所述射频移相装置包括：多段第一传输线、多段第二传输线、多个第二混频器和多个耦合器；多段所述第一传输线依次连接构成第一母传输线，多段所述第二传输线依次连接构成第二母传输线，且多段所述第一传输线和多段所述第二传输线一一对应；相邻两段所述第一传输线之间连接有一个所述耦合器，相邻两段所述第二传输线之间连接有一个所述耦合器，两个对应的所述耦合器之间连接有一个所述第二混频器；

所述可调频率本振信号生成装置的第一输出端连接所述第一混频器的本振信号端；

所述第一混频器的中频信号端连接所述射频移相装置的所述第一母传输线；

所述可调频率本振信号生成装置的第二输出端连接所述射频移相装置的所述第二母传输线，其中，所述可调频率本振信号生成装置的第一输出端和第二输出端的输出信号相同。

可选的，所述可调频率本振信号生成装置包括：相连接的可调频率本振信号源和功率分配器，所述可调频率本振信号生成装置的第一输出端和第二输出端分别为所述功率分配器的第一输出端和第二输出端。

本发明实施例提供的技术方案中，射频移相装置使用双波混频的无移相器相控阵列架构，天线单元间的相位差异是由两路相向或同向传播的不同频率电磁波的相位梯度产生，无需传统的移相器即可实现天线辐射信号的相位扫描，从而改变波束，使射频前端的电路面积大大减小，保持射频前端的一致性，整体降低了成本；同时，本发明实施例通过第一混频器和可调频率本振信号生成装置对射频移相装置在应用中使用的双路信号进行同步处理，仅需要调整可调频率本振信号生成装置输出信号的本振频率，即可实现频率控制的相位扫描功能；而且，由于这两路信号的频率具有较好的相关性，减小了由混频产生的相位噪声，提高了系统整体的噪声性能；此外，在传输结构上，信号进行了两次混频，输出射频信号中心频率始终都与原本输入信号的频率相同，使射频收发系统时刻能够保持一个固定的输出频率，提高了系统的稳定性。

附图说明

图1是本发明实施例一中的一种射频收发机的结构示意图；

图2是本发明实施例二中的一种射频收发机的结构示意图；

图3是本发明实施例三中的一种射频收发机在一种应用场景下的应用示意图；

图4是本发明实施例四中的一种射频收发机在一种应用场景下的应用示意图；

图5是本发明实施例五中的一种射频收发机在一种应用场景下的应用示意图；

图6是本发明实施例六中的一种射频收发机在一种应用场景下的应用示意图；

图7是本发明实施例七中的一种射频收发机在一种应用场景下的应用示意图；

图8为微波耦合器在传输线路中的等效示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。可以理解的是，此处所描述的具体实施例仅仅用于解释本发明，而非对本发明的限定。另外还需要说明的是，为了便于描述，附图中仅示出了与本发明相关的部分而非全部结构。

实施例一

图1是本发明实施例一提供的一种射频收发机的结构示意图，可适用于大规模相控阵列天线。

如图1所示，本实施例提供的射频收发机1具体包括：射频移相装置10、可调频率本振信号生成装置20以及第一混频器30。

射频移相装置10包括：多段第一传输线11、多段第二传输线12、多个第二混频器13、多个耦合器14和多个耦合器15。

多段第一传输线11依次连接构成第一母传输线110，多段第二传输线12依次连接构成第二母传输线120，且多段第一传输线11和多段第二传输线12一一对应，需要说明的是，此处一一对应是指图1中的每一段第一传输线11均对应有一段第二传输线12。

相邻两段第一传输线11之间连接有一个耦合器14，相邻两段第二传输线12之间连接有一个耦合器15，一一对应的耦合器14和耦合器15之间连接有一个第二混频器13，因此，在两条母传输线之间并联有多个第二混频器13，通过每个第二混频器13的射频信号端1301输出或输入信号，也即多个第二混频器13的射频信号端1301分别连接天线。

可调频率本振信号生成装置20，用于生成至少两路相同的本振信号，且本振信号是可调节的，其中，其第一输出端201连接第一混频器30的本振信号端301，其第二输出端202连接射频移相装置10的第二母传输线120的信号输入端，第一输出端201和第二输出端202的输出信号相同；第一混频器30的中频信号端302连接射频移相装置10的第一母传输线110的信号输入端。

值得注意的是，本发明权利要求书以及说明书中使用“第一”“第二”命名仅用于区别不同的对象，而不是用于描述特定顺序。

当射频收发机1为发射机时，第一混频器30的射频信号端303为系统输入端，射频移相装置10的多个第二混频器13的射频信号端1301为系统输出端；当射频收发机1为接收机时，第一混频器30的射频信号端303为系统输出端，射频移相装置10的多个第二混频器13的射频信号端1301为系统输入端。

发明人基于现有技术存在的技术问题，发现不同频率的电磁波在相同的传输距离上会产生不同的相位延迟，可以在一个周期性的传输结构的节点上形成相位差。同时，当两个不同频率的电磁波进行混叠时，产生的新频率分量的相位与输入信号的相位有关。因此，本发明设计了一种射频收发机，将两个不同频率的输入信号分别输入射频移相装置中的两条母传输线，在周期节点(第二混频器)上进行混叠，能够产生一组相同频率但具有相位梯度的信号，且通过改变输入频率能够改变相位梯度，从而实现相位扫描的功能。

而两个不同频率的电磁波输入信号可以由多种产生方式，但为了减少相位噪声，两路信号的本振信号要尽量相关，因此，本发明实施例通过第一混频器和可调频率本振信号生成装置对射频移相装置在应用中使用的双路信号进行同步处理，使这两路信号的频率具有较好的相关性，即第一混频器的中频信号端输出的第一输出信号和可调频率本振信号生成装置的第二输出端输出的第二输出信号具有较好的相关性，减小了由混频产生的相位噪声，提高了系统整体的噪声性能；此外，在传输结构上，信号进行了两次混频，输出射频信号中心频率始终都与原本输入信号的频率相同，使射频收发系统时刻能够保持一个固定的输出频率，提高了系统的稳定性。

实施例二

在上述实施例的基础上，本实施例提供了一种具体的实施方式，其中，如图2所示，可调频率本振信号生成装置20具体包括：相连接的可调频率本振信号源21和功率分配器22。

可调频率本振信号源21的信号输出端211与功率分配器22的信号输入端220相连，可调频率本振信号源21输出的本振信号通过功率分配器22生成两路信号，经功率分配器22的第一输出端221和第二输出端222输出。

以射频收发机1为发射机为例，功率分配器22的一路输出信号与射频信号通过第一混频器30混频后经射频移相装置10的一条母传输线馈入传输网络，功率分配器22的另一路输出信号直接经射频移相装置10的另一条母传输线馈入传输网络。

以射频收发机1为接收机为例，功率分配器22的一路输出信号直接经射频移相装置10的一条母传输线馈入传输网络，功率分配器22的另一路输出信号与射频移相装置10的输出信号通过第一混频器30混频后输出。

其中，功率分配器22的第一输出端221和第二输出端222的输出信号是相同的，也即图2中功率分配器22的第一输出端221、第二输出端222分别为图1中可调频率本振信号生成装置20的第一输出端201、第二输出端202。

具体的，第一混频器30的射频信号端303用于连接射频信号源，为射频收发机1的系统输入端时，也即射频收发机1为发射机时，第一混频器30的中频信号端302输出的第一输出信号和功率分配器22的第二输出端222(也即图1中可调频率本振信号生成装置20的第二输出端202)输出的第二输出信号分别在第一母传输线110和第二母传输线120上进行传输时，依次排列的多个第二混频器13的射频信号端1301输出一组具有相位梯度的射频信号。

需要说明的是，每个第二混频器13的射频信号端1301会对应输出一个射频信号，相邻的两个第二混频器13输出的射频信号之间的相位差即为相位梯度。

在上述技术方案中，通过可调频率本振信号源生成的本振信号与频率恒定的射频信号源生成的射频信号产生中频信号(第一混频器中频信号端的输出信号)，该中频信号再与可调频率本振信号源生成的本振信号重新混频产生射频信号，保证了系统输出的射频信号具有稳定的中心频率，解决了双电磁波输入结构的信号同步问题，同时也提高了系统的噪声性能。

在后续实施例中，将以射频收发机1为发射机为例，通过几个具体的应用场景对射频收发机1的工作原理进行解释说明，对于射频收发机1为接收机的情况，其工作原理相同，不再赘述。

实施例三

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例通过一种具体的应用场景对射频收发机的工作原理进行解释说明。

为方便说明，以下对第一传输线和第二传输线分别以等效长度为δls和δlp的延时线进表示，对应的第一母传输线以s线标识，第二母传输线以p线进行表示，在s线和p线上的输入信号的角频率分别为ωs和ωp。

本应用场景假设耦合器(包括耦合器14和耦合器15，下同)不具有相位延时，此时，本发明实施例提供的射频收发机的结构可以等效为如图3所示，s线和p线之间周期地接入第二混频器，第n个第二混频器接在s线和p线处的节点为noden，n＝0，1，2，…，n(以下简称第n节点)。本应用场景中射频移相装置的两路输入信号反向传输(相向传输)，不失一般性，假设ωs小于ωp，耦合器的耦合系数分别为cs和cp(均设为接近于常数)，第二混频器的输出信号保留差频分量(ωp-ωs)，则各个节点信号相位基本由传输线延时决定。

记两路输入信号为和在第n节点处，s线上耦合到第二混频器输入的ωs信号可以表示为：

ωp信号在相同节点上可以表示为：

式中，βs、βp分别对应两个频率的传播常数。假设ωs小于ωp，这里考虑两信号相位差的变化，故略去各自的初始相位。同一节点上两路信号的相位可以表示为：

φs,n＝-βsδlsn

φp,n＝-βpδlpn+βpδlpn

两个信号作为第二混频器输入，在射频信号端产生频率为(ωp-ωs)的分量，而其对应的相位则是两个输入信号的相位差：

假定传输线是无色散的，即不同频率信号的相速度一致，则有：

则第n节点第二混频器输出信号的相位为：

注意到上式第一项为常数，第二项与节点序号n成正比，则相邻两个第二混频器输出信号的相位差为：

记第二混频器输出的射频信号的频率为ωrf，若令初始输入信号角频率(预设值)为ωs0和ωp0满足：

ωp0-ωs0＝ωrf

且

式中m为整数，当两输入信号实际角频率为ωs0和ωp0时，δφ＝0，即各个第二混频器输出的射频信号为同相位。而当：

ωs＝ωs0+δω

ωp＝ωp0+δω

即，保持两个输入信号的频率差不变，两者同时增加或减少相同的频率δω，则相邻两射频输出信号的相位差为：

即各个第二混频器输出信号的频率保持不变，而相位等量增加或减少，并且增减量与输入信号频率偏移量δω成正比。如此，仅需要同时对两个母传输线上的信号频率增加或减少相同频率，即可以实现对射频信号相位的控制。

如果节点间两条传输线长度一致，即δls＝δlp＝δl，则节点间相位差可以改写为：

初始角频率则要满足

ωp0-ωs0＝ωrf

且

当角频率偏移量为δω时，相邻两射频输出信号的相位差为：

若代入初始频率与传输线长度的关系，上式也可以写作：

参照图3，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωp-ωrf。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的右端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上相向传播的两路信号(上述的右端、左端互换后，仍能得到相向传播的两路信号，对此不做具体限定)，且这两路信号本振频率具有较好的相关性，混频产生的相位噪声较小。同时，在射频移相装置中两条母传输线上相向传播的这两路信号的中心频率差固定为射频信号的中心频率为ωrf，因此仅需调整本振信号的频率为ωp，即可使这两路信号同时增加或减少相同的频率，即可实现频率控制的相位扫描功能。

而且，第一混频器中频信号端输出的中频信号，是通过本振信号与射频信号进行第一次混频产生的，因此其中心频率与本振信号的频率差必定为射频信号的中心频率。该中频信号在射频移相装置中与本振信号进行了第二次混频后，每个第二混频器输出的射频信号中心频率都与第一混频器射频信号端输入信号的频率相同，使射频收发机输出信号时刻保持了一个固定的输出频率。再者，由于该中频信号是由射频输入和本振信号产生，因此其与本振信号也是同步的，也就是说本振信号的相位噪声不会造成最终输出射频信号的进一步恶化，这使得系统整体的噪声性能得到了提高。

实施例四

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例通过另一种具体的应用场景对射频收发机的工作原理进行解释说明。

本应用场景假设耦合器不具有相位延时，射频移相装置的两路输入信号反向传输，此时，本发明实施例提供的射频收发机的结构可以等效为如图4所示，第二混频器的输出信号保留和频分量(ωp+ωs)，其余参数设置如同实施例三应用场景，不再赘述。

记两个输入信号为和在第n节点处，s线上耦合到第二混频器输入的ωs信号可以表示为：

ωp信号在相同节点上可以表示为：

式中，βs、βp分别对应两个频率的传播常数。假设ωs小于ωp，这里考虑两信号相位差的变化，故略去各自的初始相位。同一节点上两路信号的相位可以表示为：

φs,n＝-βsδlsn

φp,n＝-βpδlpn+βpδlpn

因为这里第二混频器输出取和频分量，因此输出信号的相位为：

φωp+ωs＝φp,n+φs,n＝-βpδlpn+(βpδlp-βsδls)·n

相位梯度与频率的关系为：

对于初始频率，则需要满足：

ωp0+ωs0＝ωrf

且

式中m为整数，当两输入信号实际角频率为ωs0和ωp0时，δφ＝0，即各个第二混频器输出的射频信号为同相位。而当：

ωs＝ωs0-δω

ωp＝ωp0+δω

即，保持两个输入信号的频率之和不变，两者同时反向增加或减少相同的频率，则相邻两射频输出信号的相位差为：

如果节点间两条传输线长度一致，即δls＝δlp＝δl，则节点间相位差可以改写为：

初始角频率则要满足

ωp0+ωs0＝ωrf

且

相邻两射频输出信号的相位差为：

参照图4，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωrf-ωp。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的右端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上相向传播的两路信号，且这两路信号本振频率具有较好的相关性，混频产生的相位噪声较小。同时，在射频移相装置中两条母传输线上相向传播的这两路信号的中心频率差固定为射频信号的中心频率为ωrf，因此仅需调整本振信号的频率为ωp，即可使这两路信号同时反向增加或减少相同的频率，即可实现频率控制的相位扫描功能。

本实施例未尽详细解释之处，请参见前述实施例，在此不再赘述。

实施例五

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例通过另一种具体的应用场景对射频收发机的工作原理进行解释说明。

本应用场景假设耦合器不具有相位延时，射频移相装置的两路输入信号同向传输，此时，本发明实施例提供的射频收发机的结构可以等效为如图5所示，第二混频器的输出信号保留差频分量(ωp-ωs)，其余参数设置如同实施例三应用场景，不再赘述。

记两路输入信号为和在第n节点处，s线上耦合到第二混频器输入的ωs信号可以表示为：

ωp信号在相同节点上可以表示为：

式中，βs、βp分别对应两个频率的传播常数。假设ωs小于ωp，这里考虑两信号相位差的变化，故略去各自的初始相位。同一节点上两路信号的相位可以表示为：

φs,n＝-βsδlsn

φp,n＝-βpδlpn

因为这里第二混频器输出取差频分量，因此输出信号的相位为：

相位梯度与频率的关系为：

对于初始频率，则需要满足：

ωp0-ωs0＝ωrf

且

式中m为整数，当两输入信号实际角频率为ωs0和ωp0时，δφ＝0，即各个第二混频器输出的射频信号为同相位。而当：

ωs＝ωs0+δω

ωp＝ωp0+δω

即，保持两个输入信号的频率差不变，两者同时增加或减少相同的频率δω，则相邻两射频输出信号的相位差为：

如果节点间两条传输线长度一致，即δls＝δlp＝δl，则节点间相位差可以改写为：

δφ＝0

此时无法实现相位偏移。因此使用同向传输并取第二混频器差频分量为输出时，两路传输线每段的延时线长度需要不同。

参照图5，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωp-ωrf。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的左端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上同向传播的两路信号(上述两个左端同时更改为右端同样能得到同向传播的两路信号，对此不做具体限定)，且这两路信号本振频率具有较好的相关性，混频产生的相位噪声较小。同时，在射频移相装置中两条母传输线上同向传播的这两路信号的中心频率差固定为射频信号的中心频率为ωrf，因此仅需调整本振信号的频率为ωp，即可使这两路信号同时增加或减少相同的频率，即可实现频率控制的相位扫描功能。

本实施例未尽详细解释之处，请参见前述实施例，在此不再赘述。

实施例六

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例通过另一种具体的应用场景对射频收发机的工作原理进行解释说明。

本应用场景假设耦合器不具有相位延时，射频移相装置的两路输入信号同向传输，此时，本发明实施例提供的射频收发机的结构可以等效为如图6所示，第二混频器的输出信号保留和频分量(ωp+ωs)，其余参数设置如同实施例三应用场景，不再赘述。

记两路输入信号为和在第n节点处，s线上耦合到第二混频器输入的ωs信号可以表示为：

ωp信号在相同节点上可以表示为：

式中，βs、βp分别对应两个频率的传播常数。假设ωs小于ωp，这里考虑两信号相位差的变化，故略去各自的初始相位。同一节点上两路信号的相位可以表示为：

φs,n＝-βsδlsn

φp,n＝-βpδlpn

因为这里第二混频器输出取和频分量，因此输出信号的相位为：

相位梯度与频率的关系为：

对于初始频率，则需要满足：

ωp0+ωs0＝ωrf

且

式中m为整数，当两输入信号实际角频率为ωs0和ωp0时，δφ＝0，即各个第二混频器输出的射频信号为同相位。而当：

ωs＝ωs0-δω

ωp＝ωp0+δω

即，保持两个输入信号的频率之和不变，两者同时反向增加或减少相同的频率，则相邻两射频输出信号的相位差为：

如果节点间两条传输线长度一致，即δls＝δlp＝δl，则节点间相位差可以改写为：

δφ＝0

此时无法实现相位偏移。因此使用同向传输并取第二混频器和频分量为输出时，两路传输线每段的延时线长度要不同。

参照图6，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωrf-ωp。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的左端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上同向传播的两路信号，且这两路信号本振频率具有较好的相关性，混频产生的相位噪声较小。同时，在射频移相装置中两条母传输线上同向传播的这两路信号的中心频率差固定为射频信号的中心频率为ωrf，因此仅需调整本振信号的频率为ωp，即可使这两路信号同时反向增加或减少相同的频率，即可实现频率控制的相位扫描功能。

本实施例未尽详细解释之处，请参见前述实施例，在此不再赘述。

实施例七

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例通过另外一种具体的应用场景对射频收发机的工作原理进行解释说明。

本应用场景假设耦合器具有相位延时(例如微波耦合器)，射频移相装置的两路输入信号反向传输，此时，本发明实施例提供的射频收发机的结构可以等效为如图7所示，第二混频器的输出信号保留差频分量(ωp-ωs)，其余参数设置如同实施例三应用场景，不再赘述。

耦合器在两个节点之间，一个单元内两路传输线的结构示意图如图8所示，其中包括了耦合器和一段延时线，其中，

对于频率为ωs的输入信号，耦合器耦合端口系数为：

直通端口系数为：

式中，ls为s路上耦合器等效长度，分别为耦合端口和直通端口的衰减系数，可以认为是常实数。分别为耦合端口和直通端口的传播常数，其随着中心频率变化而变化，为s路耦合器直通端口的相位延迟偏置，为s路耦合器耦合端口的相位延迟偏置。

在第n个单元(第n段第一传输线)，耦合器输出的信号为：

对频率为ωp的输入信号，耦合器耦合端口系数为：

直通端口系数为：

同理可以得到：

式中，lp为p路上耦合器等效长度，分别为耦合端口和直通端口的衰减系数，可以认为是常实数。分别为耦合端口和直通端口的传播常数，其随着中心频率变化而变化，为p路耦合器直通端口的相位延迟偏置，为p路耦合器耦合端口的相位延迟偏置。

考虑第二混频器的输出频率选取差频分量，并选择相向传播两路信号，那么第n个节点上s线上耦合到第二混频器的信号相位为：

p线上耦合到第二混频器的信号相位为：

则两个相邻节点输出信号的相位差可以表示为：

同样假设非色散结构，其中考虑到不同结构部分可能由不同的相速度，因此角频率与传播常数的关系为：

其中，φ为常数，与实施例三应用场景类似，对于初始频率ωs0及ωp0，若令：

ωp0-ωs0＝ωrf

此时各个节点均同相位，当出现频率偏移时，即

ωs＝ωs0+δω

ωp＝ωp0+δω

频率梯度同样可以通过改变输入频率产生变化，且相位梯度与频率变化量的关系可以写为：

式中，为输入信号在s路耦合器中的等效相速度，为输入信号p路耦合器中的等效相速度；

类似实施例三应用场景，两路传输信号的频率满足以下条件：

ωs＝ωs0+δω

ωp＝ωp0+δω

ωp0-ωs0＝ωrf

参照图7，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωp-ωrf。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的右端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上相向传播的两路信号，且这两路信号本振频率具有较好的相关性，混频产生的相位噪声较小。同时，在射频移相装置中两条母传输线上相向传播的这两路信号的中心频率差固定为射频信号的中心频率为ωrf，因此仅需调整本振信号的频率为ωp，即可使这两路信号同时增加或减少相同的频率，即可实现频率控制的相位扫描功能。

本实施例未尽详细解释之处，请参见前述实施例，在此不再赘述。

实施例八

在实施例一和实施例二的基础上，本实施例再简要说明一下另外几种具体的应用场景，不再赘述，请参见前述应用场景即可。

1)若本应用场景假设耦合器具有相位延时(即微波耦合器)，两输入信号反向传输，第二混频器的输出信号保留和频分量(ωp+ωs)，其余参数设置如同前述实施例三，不再赘述。

类似实施例七应用场景的推导过程，本应用场景的相位梯度为：

式中，为输入信号在s路耦合器中的等效相速度，为输入信号p路耦合器中的等效相速度；

其中，两路传输信号的频率满足以下条件：

ωs＝ωs0-δω

ωp＝ωp0+δω

ωp0+ωs0＝ωrf

此应用场景下，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωrf-ωp。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的右端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上相向传播的两路信号，

2)若本应用场景假设耦合器具有相位延时(即微波耦合器)，两输入信号同向传输，第二混频器的输出信号保留差频分量(ωp-ωs)，其余参数设置如同前述实施例三，不再赘述。

类似实施例七应用场景的推导过程，本应用场景的相位梯度为：

式中，为输入信号在s路耦合器中的等效相速度，为输入信号p路耦合器中的等效相速度；

其中，两路传输信号的频率满足以下条件：

ωs＝ωs0+δω

ωp＝ωp0+δω

ωp0-ωs0＝ωrf

此应用场景下，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωp-ωrf。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的左端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上同向传播的两路信号。

3)若本应用场景假设耦合器具有相位延时(即微波耦合器)，两输入信号同向传输，第二混频器的输出信号保留和频分量(ωp+ωs)，其余参数设置如同前述实施例三，不再赘述。

类似实施例七应用场景的推导过程，本应用场景的相位梯度为：

式中，为输入信号在s路耦合器中的等效相速度，为输入信号p路耦合器中的等效相速度；

其中，两路传输信号的频率满足以下条件：

ωs＝ωs0-δω

ωp＝ωp0+δω

ωp0+ωs0＝ωrf

此应用场景下，第一混频器的射频信号端用于连接频率恒定的射频信号源，通过第一混频器的射频信号端接收到的射频信号的中心频率为ωrf，可调频率本振信号源生成的本振信号的频率为ωp，经功率分配器的第一输出端输出，连接至第一混频器的本振信号端，其中，第一混频器的输出频率取差频分量，中频信号端输出的混频信号的频率为ωs＝ωrf-ωp。

可调频率本振信号源经由功率分配器生成两路信号，一路与射频信号进行混频，另一路从射频移相装置的第二母传输线的左端馈入传输结构。而第一混频器混频生成的中频信号经射频移相装置的第一母传输线的左端馈入传输结构，由此得到射频移相装置中两条母传输线上同向传播的两路信号。

注意，上述仅为本发明的较佳实施例及所运用技术原理。本领域技术人员会理解，本发明不限于这里所述的特定实施例，对本领域技术人员来说能够进行各种明显的变化、重新调整和替代而不会脱离本发明的保护范围。因此，虽然通过以上实施例对本发明进行了较为详细的说明，但是本发明不仅仅限于以上实施例，在不脱离本发明构思的情况下，还可以包括更多其他等效实施例，而本发明的范围由所附的权利要求范围决定。