一种动态TDD下消除交叉时隙干扰的多小区盲干扰对齐方法

本发明属于通信技术领域，特别涉及用于解决动态时分双工(timedivisionduplex，tdd)系统中单个小区对相邻两个小区产生交叉时隙干扰的盲干扰对齐方案。

背景技术：

第五代移动通信网络的关键特征之一是超密集小小区部署，基于tdd的空口被提议应用于小小区信号的传输，其中，每个子帧的上下行传输资源能够灵活分配。这种灵活选择上下行配置的tdd也被称为动态tdd。动态tdd具有高时间资源利用率(统一配置的情况下有的小区可能不发送或接收信号)(hyejinkim，jintaekim，daesikhong，“dynamictddsystemsfor5gandbeyond:asurveyofcross-linkinterferencemitigation，”ieeecommunicationssurveys&tutorials，2020.)，在动态tdd灵活配置上下行传输资源的情况下，各个小区能够更加灵活的适应业务需求，并且这对减小基站能耗也有一定作用。然而使用动态tdd会造成交叉时隙干扰，又由于基站功率较大，基站间干扰造成的影响更为严重。为了解决交叉时隙干扰带来的影响，有研究者提出了小区分簇干扰缓解的方法，这种方法可以避免同一簇内的交叉时隙干扰但是不能避免簇间的干扰。另外也有许多研究者提出基于波束成形和干扰对齐的方法，但这些方法需要发射端信道状态信息或者需要进行较多的反馈进而产生不小的额外开销。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种动态tdd下消除交叉时隙干扰的多小区盲干扰对齐方法，以解决动态tdd中基站间干扰，并且不需要发射端具有信道状态信息，且拥有较高自由度。

为实现上述目的，本发明采用的技术方案为：

一种动态tdd下消除交叉时隙干扰的多小区盲干扰对齐方法，所述小区包括第二小区以及与之相邻的第一小区和第三小区，第二小区干扰第一小区和第三小区，第一小区包含第一基站，第二小区包含第二基站，第三小区包含第三基站；

所述方法包括以下步骤：

整个盲干扰对齐过程分为7个部分，设第i个小区发射端天线数为mi，接收端天线数为ni，i∈[1,2,3]；

第一小区的用户、第二基站以及第三小区的用户分别发送n1、n2、n3个独立的信号，发送的第i个独立信号分别表示为xi、yi、zi；第一小区和第三小区的用户发送的独立信号分别需要重复发送r1和r3次；

第一部分中，第一小区的用户一共发送n1个独立的信号，一个信号需要重复发送r1次，然后再发送下一个信号；在第一小区的用户发送相同信号的r1个时隙中，第一基站分别在相应的时隙使用模式1到模式r1接收信号；

第二部分中，第一小区的用户不发送信号，此时第一基站只接收到来自第二基站的干扰信号，对于第二基站发送的各个信号，第一小区的用户的接收模式与第一部分对应时隙中的接收模式保持一致，因此第一基站能够将第一部分中接收到的信号减去第二部分中接收到的干扰信号，以便于恢复期望信号；

第三部分中，第二基站一共发送n2个独立的信号，各个信号只发送一次，这样持续发送r2-2轮，其中r2为m2/n2向上取整后的值，表示为m2除以n2的余数表示为rem(m2,n2)，如果rem(m2,n2)不为0，那么第二小区的用户对应时隙的接收模式从1直到(r2-2)n2，其中相同的信号以及与其联合解调的信号彼此之间的接收模式不同；如果rem(m2,n2)为0，第二小区的用户对应时隙的接收模式从1直到r2-2；

第四部分中，如果rem(m2,n2)不为0，第二基站将n2个信号按照角标分组，然后按组发送信号，将信号分成n2/n2组，在每个组中有n2个信号，同一组中的各信号角标间隔为r1k1，其中k1是一个整数，由r1、r3和n2共同决定，其算式为第一组信号为第二组信号为直到第n2/n2组信号一个时隙发送一组信号，持续发送rem(m2,n2)轮，直到第r1n1个时隙；第二小区的用户在同一轮中各时隙使用的接收模式相同，在不同轮中使用的接收模式不同，接收模式从(r2-2)n2+1到(r2-2)n2+rem(m2,n2)，如果rem(m2,n2)为0，第二基站将n2个信号依次发送一遍，第二小区的用户使用模式r2-1接收；

第五部分中，第二基站将n2个信号分别再重复发送一次，如果rem(m2,n2)不为0，那么第二小区的用户使用的接收模式从(r2-2)n2+rem(m2,n2)+1到(r2-2)n2+rem(m2,n2)+n2，其中联合解调的n2个信号对应的接收模式互不相同；如果rem(m2,n2)为0，则第二小区的用户的接收模式都为r2；

第六部分中，第三小区的用户一共发送n3个独立的信号，和第一部分类似，第三小区的用户也是将一个信号发送r3次之后再发送下一个信号，在第三小区的用户发送相同信号的r3个时隙中，第三基站分别在相应的时隙使用模式1到模式r3接收信号；

第七部分中，第三小区的用户不发送信号，此时第三基站只接收到来自第二基站的干扰信道；对于第二基站发送的各个信号，第三小区的用户的接收模式与第六部分对应时隙中的接收模式保持一致，因此第三基站能够将第六部分中接收到的信号减去第七部分中接收到的干扰信号，以便于恢复期望信号；

采用上述步骤获得的自由度为：

所述模式通过智能反射面或可重构天线得到，一个模式对应一个独立的信道。

有益效果：与现有技术相比，本发明具有以下优点：

1、本发明所提出的盲干扰对齐方法发射端不需要信道状态信息；

2、本发明所提出的盲干扰对齐方法可以获得较高的自由度。

附图说明

图1为本发明的方法所针对的小区的示意图；

图2为实施例中，在n1＝n2＝n3＝2时获得的自由度；

图3为实施例中，在n1＝4n2＝2n3＝4时获得的自由度；

图4为实施例中，m1＝5n1＝2m2＝7n2＝2m3＝3n3＝2情况下的误码率仿真结果；

图5为实施例中，m1＝5n1＝4m2＝8n2＝2m3＝7n3＝4情况下的误码率仿真结果。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作更进一步的说明。

如图1所示，本发明的一种动态tdd下消除交叉时隙干扰的多小区盲干扰对齐方法，所涉及的小区包括第二小区以及与之相邻的第一小区和第三小区，第二小区干扰第一小区和第三小区，第一小区包含第一基站，第二小区包含第二基站，第三小区包含第三基站；

如表1所示，整个盲干扰对齐过程分为7个部分，设第i个小区发射端天线数为mi，接收端天线数为ni，i∈[1,2,3]；

本发明中，第一小区的用户、第二基站以及第三小区的用户分别发送n1、n2、n3个独立的信号，发送的第i个独立信号分别表示为xi、yi、zi；第一小区和第三小区的用户发送的独立信号分别需要重复发送r1和r3次；其中，变量n2为n21和n23的最小公倍数，可以表示为n2＝〔n21,n23〕，其中，n21＝r1n2，n23＝r3n2，n21表示第二小区只干扰第一小区(共两小区)时第二小区应发的独立信号个数，n23表示第二小区只干扰第三小区(共两小区)时第二小区应发的独立信号个数，n2是在本发明的所提方案的情景中(共三小区)第二小区应发送的独立信号个数，因为本发明是3小区的情景，n2的计算推导由两小区的n21和n23进一步推导而来，在本发明中n21和n23就是为了计算n2。变量n1＝k1(m2-n2)，其中，k1＝n2/n21；n3＝k3(m2-n2)，k3＝n2/n23。

表1盲干扰对齐方案

第一部分中，第一小区的用户一共发送n1个独立的信号，一个信号需要重复发送r1次，然后再发送下一个信号；在第一小区的用户发送相同信号的r1个时隙中，第一基站分别在相应的时隙使用模式1到模式r1接收信号；

第二部分中，第一小区的用户不发送信号，此时第一基站只接收到来自第二基站的干扰信号，对于第二基站发送的各个信号，第一小区的用户的接收模式与第一部分对应时隙中的接收模式保持一致，因此第一基站能够将第一部分中接收到的信号减去第二部分中接收到的干扰信号，以便于恢复期望信号；其中，模式通过智能反射面或可重构天线得到，一个模式对应一个独立的信道；

第三部分中，第二基站一共发送n2个独立的信号，各个信号只发送一次，这样持续发送r2-2轮，其中r2为m2/n2向上取整后的值，表示为m2除以n2的余数表示为rem(m2,n2)，如果rem(m2,n2)不为0，那么第二小区的用户对应时隙的接收模式从1直到(r2-2)n2，其中相同的信号以及与其联合解调的信号彼此之间的接收模式不同；如果rem(m2,n2)为0，第二小区的用户对应时隙的接收模式从1直到r2-2；

第四部分中，如果rem(m2,n2)不为0，第二基站将n2个信号按照角标分组，然后按组发送信号，将信号分成n2/n2组，在每个组中有n2个信号，同一组中的各信号角标间隔为r1k1，其中k1是一个整数，由r1、r3和n2共同决定，k1＝n2/n21，n21＝r1n2，n23＝r3n2，n2＝〔n21，n23〕，计整合后得到其算式为第一组信号为第二组信号为直到第n2/n2组信号一个时隙发送一组信号，持续发送rem(m2,n2)轮，直到第r1n1个时隙；第二小区的用户在同一轮中各时隙使用的接收模式相同，在不同轮中使用的接收模式不同，接收模式从(r2-2)n2+1到(r2-2)n2+rem(m2,n2)，如果rem(m2,n2)为0，第二基站将n2个信号依次发送一遍，第二小区的用户使用模式r2-1接收；

第五部分中，第二基站将n2个信号分别再重复发送一次，如果rem(m2,n2)不为0，那么第二小区的用户使用的接收模式从(r2-2)n2+rem(m2,n2)+1到(r2-2)n2+rem(m2,n2)+n2，其中联合解调的n2个信号对应的接收模式互不相同；如果rem(m2,n2)为0，则第二小区的用户的接收模式都为r2；

第六部分中，第三小区的用户一共发送n3个独立的信号，和第一部分类似，第三小区的用户也是将一个信号发送r3次之后再发送下一个信号，在第三小区的用户发送相同信号的r3个时隙中，第三基站分别在相应的时隙使用模式1到模式r3接收信号；

第七部分中，第三小区的用户不发送信号，此时第三基站只接收到来自第二基站的干扰信道；对于第二基站发送的各个信号，第三小区的用户的接收模式与第六部分对应时隙中的接收模式保持一致，因此第三基站能够将第六部分中接收到的信号减去第七部分中接收到的干扰信号，以便于恢复期望信号；

采用上述步骤获得的自由度为：

下面结合实施例对本发明作进一步说明。

实施例1

m1＝5n1＝2m2＝7n2＝2m3＝3n3＝2的情况

表2实施例1(m1＝5n1＝2m2＝7n2＝2m3＝3n3＝2)

表2给出了m1＝5n1＝2m2＝7n2＝2m3＝3n3＝2情况下各小区的发送和接收过程。

整个过程一共具有42个时隙，如表中所示，其中第一小区的用户一共发送了10个独立的5×1信号，将之记为xi(i＝1,2,3,4,5,6,7,8,9,10)，第二基站一共发送了12个独立的7×1信号，记为yi(i＝1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12)，第三小区的用户一共发送了15个独立的3×1信号，记为zi(i＝1,2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12,13,14,15)。从表2中可以看出，在前30个时隙中，三个小区都在发送信号，在最后12个时隙中只有基站2发送信号，此时第一基站和第三基站只接收到第二基站的干扰信号，因此可以将这些干扰信号从前30个时隙接收到的信号中减去，从而等价为无干扰的接收过程。由于第一小区的用户发送的信号是5×1的xi，而第一基站有两根天线，因此第一小区的用户需要发送3次xi才能使第一基站恢复出xi。第三小区的用户发送的信号是3×1的zi，而第三基站有两根天线，因此第三小区的用户需要发送2次zi才能使第三基站恢复出zi。由于rem(m2,n2)为1，第二基站需要将每一个yi发送4次，其中在前24个时隙中各发送两次，在随后6个时隙中与另一个yi联合发送一次，然后在最后12个时隙中发送一次。第二小区的用户在不同时隙接收第二基站发送的同一个信号以及联合发送的信号时，使用的接收模式互不相同，以便于得到无关的方程组。第一基站和第三基站在不同时隙接收同样的yi时，将使用相同的接收模式以便于消除干扰。各个小区恢复信号的简要过程如下：

在第1，2，3，31，32，33时隙第一基站所获得的信号记为

其中hij(m)表示从第j个小区发射端到第i个小区接收端的在模式m下的信道矩阵，vi(t)(i＝1,2,3)是复高斯噪声向量。

然后通过相减消除干扰，得

若使用迫零检测，可以将x1的估计值记为

其中表示伪逆矩阵。xi(i＝2,3,4,5,6,7,8)的恢复过程与之类似。由于接收x9,x10时，第二基站处于联合发送的过程，x9和x10的恢复过程稍有区别，最后得到关于x9的方程组为

依然可以使用迫零检测或其它线性检测方法恢复x9，x10也是类似。

第二小区的用户需要将y1和y7一起恢复出。类似的，第二小区的用户在第1，7，13，19，25，31，37个时隙所接收到的信号记为

其中o是2×7的零矩阵。这里依然能够使用简单的迫零检测来恢复出y1和y7，它们的估计值记为

yi(i＝2,3,4,5,6,8,9,10,11,12)的恢复过程与之类似。

对于第三基站，其恢复信号的过程和第一基站类似，例如z1的估计值记为

zi(i＝2,3,4,5,6,7,8,9,10,11,12)的估计值与之类似。z13的估计值记为

z14和z15的估计值与之类似。

在上述情况中，所提出的盲干扰对齐方法的自由度为

在时分多址(timedivisionmultipleaccess，tdma)下的平均自由度为

图3给出了该情况下所提出的盲干扰对齐方案与tdma的误码率仿真结果。仿真中假设信道为零均值、单位方差、独立高斯复随机变量的瑞利信道。信噪比为snr＝p/σ²，其中p为用户功率，σ²为噪声功率。并设置基站功率为用户的100倍。仿真时通过调整调制方式使两种方案下各小区传输速率近似相同，以比较误码率情况。

实施例2

m1＝5n1＝4m2＝8n2＝2m3＝7n3＝4的情况

表3实施例2(m1＝5n1＝4m2＝8n2＝2m3＝7n3＝4)

表3给出了m1＝5n1＝4m2＝8n2＝2m3＝7n3＝4情况下各小区的发送和接收过程。

整个过程一共具有16个时隙，如表中所示，其中第一小区的用户一共发送了6个独立的5×1信号，将之记为xi(i＝1,2,3,4,5,6)，第二基站一共发送了4个独立的8×1信号，记为yi(i＝1,2,3,，第三小区的用户一共发送了6个独立的7×1信号，记为zi(i＝1,2,3,4,5。从表3中可以看出，在前12个时隙中，三个小区都在发送信号，而在最后4个时隙中只有第二基站发送信号，此时第一基站和第三基站只接收到第二基站的干扰信号，因此可以将这些干扰信号从前12个时隙接收到的信号中减去，从而等价为无干扰的接收过程。由于第一小区的用户发送的信号是5×1的xi，而第一基站有4根天线，因此第一小区的用户需要发送2次xi才能使第一基站恢复出xi。第三小区的用户发送的信号是7×1的zi，而第三基站有4根天线，因此第三小区的用户也需要发送2次zi才能使基站3恢复出zi。由于rem(m2,n2)为0，此情况下不需要联合发送。第二基站需要将每一个yi发送4次，其中在前12个时隙中各发送3次，在最后4个时隙中发送一次。第二小区的用户在不同时隙接收第二基站发送的同一个信号时，使用的接收模式互不相同，以便于得到无关的方程组。第一基站和第三基站在不同时隙接收同样的yi时，将使用相同的接收模式以便于消除干扰。各个小区恢复信号的简要过程如下：

在第1，2，13，14时隙基站1所获得的信号记为

其中hij(m)表示从第j个小区发射端到第i个小区接收端的在模式m下的信道矩阵，vi(t)(i＝1,2,3)是复高斯噪声向量。

然后通过相减消除干扰，得

若使用迫零检测，可以将x1的估计值记为

其中表示伪逆矩阵。xi(i＝2,3,4,5,6)的恢复过程与之类似。

类似的，第二小区的用户在第1，5，9，13个时隙所接收到的信号记为

这里依然能够使用简单的迫零检测来恢复出y1，它的估计值记为

yi(i＝2,3,4)的恢复过程与之类似。

对于第三基站，其恢复信号的过程和第一基站类似，例如z1的估计值记为

zi(i＝2,3,4,5,6)的估计值与之类似。

在上述情况中，所提出的盲干扰对齐方法的自由度为

在tdma下的平均自由度为

图4给出了该情况下所提出的盲干扰对齐方案与tdma下的误码率仿真结果。仿真中假设信道为零均值、单位方差、独立高斯复随机变量的瑞利信道。信噪比为snr＝p/σ²，其中p为用户功率，σ²为噪声功率。设置基站功率为用户的100倍。仿真时通过调整调制方式使两种方案下各小区传输速率近似相同，以比较误码率情况。

本发明在实施过程中发射端不需要信道状态信息，并且在以上例子中也能够发现本发明相比于tdma具有较高的自由度。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出：对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。