一种GFSK接收机中的频偏估计方法与流程

一种gfsk接收机中的频偏估计方法
技术领域
1.本发明属于无线通信技术领域，涉及一种gfsk接收机中的频偏估计方法。


背景技术：

2.gfsk调制是利用基带信号对载波频率进行调制的一种调制方式，因此基带信号本身即是频率量纲的信号，在接收机中，解调输出的结果即频率量纲信号。由于接收机本振信号与发射端的本振信号频率不可能完全一致，难免存在细微的偏差，直接影响就是造成解调出来的波形具有一定的直流偏移。对于解调模块之后的判决电路基于设定门限进行处理，还原出原始的数据，而解调数据的直流偏移将极大的影响信号判决。最坏的可能是解调后的数据完全大于或小于解调门限，导致判决出现长1或长0的情况，无法输出任何有用的数据。因此，在把频率信号送至判决模块之前，必须先对解调输出的频率信号进行频偏估算，根据估算结果去校准频偏，然后才可进入判决阶段。
3.补偿效果的好坏取决于对频率偏移的准确估算。对于频偏的估算，普遍的做法是对接收解调后的频率信号累加求平均，这种做法实现简单，但对频偏的估算结果较大的受实际数据的形式以及累加信号时长的影响。通用的技术中，如专利对比所列的四项专利，都会要求在有效数据前加入前导码(0101交替的数据)，直接采样然后累加求平均的方式，用于接收机进行校准使用。这种方式对数据形式具有局限性，若数据形式有所变化则可能造成较大的计算误差，同时累加数据的个数也对计算精度有所影响，累加个数太少则可能收接收信号中的干扰影响较大，累加个数太多又会造成频偏计算时间太长以及对硬件资源消耗较大。
4.专利号为201811200773.9的发明专利公开一种用于gfsk解调器中的频率偏移估计器及其方法。在频率偏移估计器中，经数字差分鉴相器得到的信号首先传送到具有频率偏移估计快速收敛特性的反馈频率偏移估计器，利用一个均值计算器来计算信号的初始频率偏移，并反馈到前端的数字下变频模块中完成初始频偏恢复，再利用中值选择器和卡尔曼滤波器周期性地估计频率漂移值，当频漂累加值达到调节阈值时，则将估计值前馈到可调阈值判决器中来改变其判定阈值。该方法选择码元序列为10或者01的两符号(既单bit数据)的中间采样值进行估算，无法区分连续bit或者连续bit到单bit的变化，应用有局限性。只能用于前导码固定为010101的数据格式，且无法在接受过程中进行持续的频率漂移跟踪。
5.专利号为201811452250.3的发明专利公开了一种采样频偏估计与补偿的方法及系统，该方法包括：确定当前符号的开窗位置，根据开窗位置从数据缓存中获取当前符号的采样点；将当前符号的采样点的值取绝对值后，计算每个符号周期内五个等间隔的采样值；利用五个等间隔采样值迭代计算第一判决表达式和第二判决表达式；当根据第一判决表达式确定需要进行采样频偏补偿时，利用第二判决表达式确定开窗调整参数以对开窗位置进行调整。该方法中频偏估计通过一个符号内五个等间隔采样点的来计算的，用于计算的每一个符号都必须具有一致的形状才能得到准确的结果，即固定数据形式010101，若数据具
有一定随机性则无法进行计算。若数据带有一定的干扰，也会影响估算结果。
6.专利号为201210144850.x的发明专利公开了一种相干解调频移键控调制信号的频率偏移估计方法及系统。将gfsk/fsk信号的前缀信号设计为一串固定长度的0和1交替的码，通过此前缀码的使用让接收机可以在无需复制理想接收信号c(i)情况下，将c(i)从x(i)中完全除掉，避免由于gfsk/fsk信号的频率调制指数无法准确得到且会随时间温度发生变化而在接收端无法准确复制理想接收信号c(i)。该方法通过将前导码信号设计成固定长度的010101序列，通过相位变化求频偏后平均，首先对数据格式具有一定的要求，而且需要大量的硬件资源储存频偏值才能进行平均。
7.专利号为201410686680.7的发明专利公开了一种用于fsk信号的快速载波频偏估计及校正的方法。该方法通过输入经过射频模块产生的低中频i/q两路信号，与dds产生的信号进行相关运算及滤波处理，再进行均值运算，在事先存入的均值
‑
频偏查找表中进行对应查询即可对频率偏差估计估计值，再把这个值反馈给前面的dds就可以进行频偏消除完成频偏校正过程。该方法产生一串1010或0101的前导码，求得频率后通过均值滤波方法估计直流分量，然后通过均值
‑
频偏查找表将直流转换为频偏值，从而实现直流分量补偿。


技术实现要素：

8.本发明的目的就是提供一种gfsk接收机中的频偏估计方法。
9.gfsk的接收信号表示为：t表示接收信号时刻，i表示相位累加个数，i≥0，f0(t)表示t时刻的载波频率，ω(t)表示t时刻解调前的调制信号频率，η(t)表示t时刻的干扰信号；
10.解调后的调制信号频率表示为：η
″
(t)表示t时刻的系统噪声。
11.可见解调后的调制信号频率与实际频率值有一定的偏差，包括f0(t)和η
″
(t)。该频率值需要经过判决还原出信息序列，因此频偏估算以及频偏校准必须在判决之前完成。
12.接收机收到的gfsk信号经解调输出后的波形，已经是代表的频率变化，如果收发系统载波绝对同频，且不带噪声影响，解调后输出的信号是以0为中心进行变化的。如果接收信号与载波存在频偏，则会体现为解调信号存在直流偏置。因此对gfsk接收机的频偏估计，可以简单的理解为计算解调信号的直流偏置。
13.常见的数字方式计算直流偏置的方法为累加平均，但这要求计算的数据段中0和1的个数相当，而且分布比较均匀，才能比较准确的算出直流偏置。但如果传输数据段中0和1的个数明显有差别，分布不均匀，则解调数据未必会平均的分布于0点上下，可能较多的偏向正值或更多的偏向负值，导致累加求平均的结果与真实值出现较大偏差。
14.本发明方法具体是：
15.步骤(1)在解调后的调制信号频率中找出连续bit时的极大值和极小值，以及单bit时的极大值和极小值：
16.解调后的调制信号频率中，每连续的三个采样点作为一组判决数据，如果中间的采样点的幅度均大于其他两个采样点，则该采样点作为该组判决数据的极大值，如果中间的采样点的幅度均小于其他两个采样点，则该采样点作为该组判决数据的极小值；然后判
断该采样点属于连续bit还是单bit。
17.根据当前gfsk系统设置的调制频偏对应的解调信号的幅度a
dev
设定三个判决门限，且thr1＜thr2＜thr3，thr1＝α
·
a
dev
，thr2＝β
·
a
dev
，thr3＝γ
·
a
dev
，α、β、γ为设定参数；解调后的调制信号频率中，根据相邻极值的差的绝对值δ判断bit转换的所属情况：如果thr1≤δ＜thr2，则为情况一；如果thr2≤δ＜thr3，则为情况二或三；如果δ≥thr3，则为情况四；属于情况一或三的为单bit的极大值或极小值，属于情况二或四的为连续bit的极大值或极小值；所述的情况一为单bit到单bit的转换，所述的情况二为单bit到连续bit的转换，所述的情况三为连续bit到单bit的转换，所述的情况四为连续bit到连续bit的转换。
18.步骤(2)对两种极大值和极小值分别进行滤波处理；滤波方式采用滑动平均和/或卡尔曼滤波。
19.步骤(3)将连续bit时的极大值的滤波结果与极小值的滤波结果进行平均，将单bit时的极大值的滤波结果与极小值的滤波结果进行平均，将两个平均结果再做一次平均，最终得到的结果即为当前接收信号的频率偏移值。
20.本发明提出的gfsk接收机中的频偏估计方法，记录解调后有效数据四种波形极值，求出接收频偏，可应用于接收全过程，不受数据内容影响，具有较高的通用性，可同时兼容低中频接收机与零中频接收机。对于低中频接收机，可以把频偏估算值反馈回数字混频器中，在去中频的同时把频偏校准一齐完成。对于零中频接收机，则需增加数字混频器去校准频偏。本发明能有效兼具运算精确性、校准实时性以及较低硬件资源等优点。
附图说明
21.图1为理想的gfsk调制信号四种极值示意图；
22.图2为带干扰的gfsk调制信号假极值示意图。
具体实施方式
23.一种gfsk接收机中的频偏估计方法，采用了找极值求平均的方法，通过找到解调波形中有效的极值，来推算出整体调制波形与0值的偏差。以下将对该方法进行描述。
24.步骤(1)在解调后的调制信号频率中找出连续bit时的极大值和极小值，以及单bit时的极大值和极小值：
25.从gfsk的时域波形可知，调制信号的幅度并非一个固定值，基带信号的单个“1”或单个“0”，在调制信号中对应的幅度的绝对值基本一致；而连续“1”或连续“0”的幅度，幅度比单个“1”或单个“0”更高。
26.解调后的调制信号频率中，每连续的三个采样点作为一组判决数据，如果中间的采样点的幅度均大于其他两个采样点，则该采样点作为该组判决数据的极大值，如果中间的采样点的幅度均小于其他两个采样点，则该采样点作为该组判决数据的极小值；然后判断该采样点属于连续bit还是单bit。
27.连续bit极大值与连续bit极小值，以及单bit极大值与单bit极小值，总是以直流点为中心对称的，因此只要能准确的找到上述四种波形极值，就能准确的求得解调后信号的直流值，也即接收信号的频偏，反馈回数字混频器就可以校准接收频偏。这就不必依赖于
特定通信模式数据传输一开始0101的前导码，而是可以应用于数据传输中，进行频偏跟踪，在有效数据传输过程中产生的频率漂移，也可被有效的检测出并消除，从而保证整段数据传输过程中的接收质量。
28.根据gfsk调制信号的形状，将调制信号频率的幅度变化分为四种情况：
29.情况一：单bit到单bit的转换，如“0101”或“1010”；
30.情况二：单bit到连续bit的转换，如“01000”或“10111”；
31.情况三：连续bit到单bit的转换，如“00010”或“11101”；
32.情况四：连续bit到连续bit的转换，如“000111”或“111000”。
33.理想条件下，情况一时调制信号频率的幅度变化值最小，情况二和情况三的幅度变化值基本一致，大于情况一幅度变化值，情况四时调制信号频率的幅度变化值最大。根据当前gfsk系统设置的调制频偏对应的解调信号的幅度a
dev
设定三个判决门限，且thr1＜thr2＜thr3，thr1＝α
·
a
dev
，thr2＝β
·
a
dev
，thr3＝γ
·
a
dev
，α、β、γ为设定参数，0.7≤α≤1.2，1.2＜β≤1.6，1.6＜γ＜2。
34.解调后的调制信号频率中，根据相邻极值的差的绝对值δ判断bit转换的所属情况：如果thr1≤δ＜thr2，则为情况一；如果thr2≤δ＜thr3，则为情况二或三；如果δ≥thr3，则为情况四。属于情况一或三的为单bit的极大值或极小值，属于情况二或四的为连续bit的极大值或极小值。如图1所示，a部分为连续bit时极大值，b部分为连续bit时极小值，c部分为单bit时极大值，d部分为单bit时极小值。
35.考虑到接收数据并非理想数据，因此解调数据可能会有干扰存在，导致出现如图2所示的假极值(e部分为假极大值，f部分为假极小值)，仅仅从幅度变化来进行判断可能会出现误判，因此需要把判决条件加强，将两次采集到的极值之间的时间间隔作为另一个判断依据。
36.单bit到单bit的转换，理想条件下，这种幅度变化的时间间隔为1ts持续时间，考虑到干扰因素，可设置为0.8ts～1.2ts；
37.单bit到连续bit的转换或连续bit到单bit的转换，由于guassian滤波器的作用，幅度变化的时间间隔会长于单bit到单bit的跳转，可设置时间间隔大于1.2ts；
38.连续bit到连续bit的转换，考虑到幅度变化最大，阈值门限可以覆盖干扰的影响，因此不需要考虑时间间隔。
39.只保留符合时间间隔设置的极值进行滤波处理。
40.步骤(2)两种极大值和极小值分别进行滤波处理：
41.对连续bit时极大值、连续bit时极小值、单bit时极大值、单bit时极小值分别进行滤波处理。通过配置切换滑动平均和/或卡尔曼滤波两种滤波实现方法，分别应对快速响应的应用场景，以及长期跟踪、对响应时间不敏感的应用场景。
42.所述的滑动平均滤波方式应用于频率偏移的粗略估计，将频偏粗算结果反馈至数字混频器，去除较大的频率偏移。滑动平均的滤波方式效果普通，但优点是响应速度较块，适合用于刚进入接收模式，接收信号仍处于前导码、同步码等用于校准用途的数据，频偏校准不影响有效数据的接收。
43.所述的卡尔曼滤波方式应用于频率偏移的细调，经过粗略估计后，仍保留少量的频偏残余，通过卡尔曼滤波进行滤波，可以不断地估计和修正噪声的统计特性，卡尔曼滤波
器的响应时间较长，到达稳定状态需要一定的时间，并不适用于快速计算的应用场景，但精度较高，适合处理接受过程中由于频率漂移或者粗校精度不足带来的残余频偏。
44.步骤(3)将连续bit时的极大值的滤波结果与极小值的滤波结果进行平均，将单bit时的极大值的滤波结果与极小值的滤波结果进行平均，将两个平均结果再做一次平均，最终得到的结果即为当前接收信号的频率偏移值。
45.将连续bit极大值滤波结果极小值滤波结果进行平均，存为multi_avg；单bit的极大值滤波结果与极小值滤波结果进行平均，存为single_avg，然后再把两个平均结果再做一次平均，最终得到的结果为当前接收信号的频率偏移值，可以完全采用实测结果来进行频偏估计，精确度更高。