专利名称：开关型电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及开关型电源。
举例来说，有些电视接收机具有用于接收外部视频输入信号(例如，以接收机公共导体为基准而产生的红色，绿色及兰色输入信号)的信号接头。这些信号接头及接收机的公共导体可以连接到外部装置，如视频通信接收机(VCR)或电视文字广播接收机译码器的相应的信号接头及公共导体上。
为了简化外部装置与电视接收机之间信号的耦合，接收机和外部装置的公共导体是连接在一起的，以便它们处在相同的电位。每个外部装置的信号引线连接到对应的接收机的信号接头。在这种设备中，可以使每个装置(例如电视接收机)的公共导体相对于向该装置供电的相应的交流电源保持“浮动”，或电绝缘状态。当公共导体浮动时，使用者摸到与公共导体同电位的接头将不会遭受电击。
所以，希望把例如电视接收机的公共导体或地线与向该电视接收机供电的交流电源的接线端电位绝缘。这种绝缘一般用变压器来实现。被绝缘的公共导体被叫作“冷”地线导体。
例如，在电视接收机的一般开关电源(SMPS)中，交流电源电压直接耦合到桥式整流器，以产生未稳压的直流输入电源电压，例如，该直流电压以称为“热”地线的公共导体为基准，并且，是与冷地线导体绝缘的。脉宽调制器控制断路器晶体管开关的占空因数，该开关把未稳压的电源电压跨接到回扫变压器的初级绕组上。在变压器的次级绕组上产生其频率被调制器所确定的回扫电压，并且该回扫电压被整流，以产生诸如电压B+的直流输出电压，用它来激励电视接收机的水平偏转电路，举例来说，回扫变压器的初级绕组被电连接到热地线导体。回扫变压器的次级绕组及电压B+多半被由变压器所形成的热-冷绝缘层与热地线导体绝缘。
在一些先有技术的电路中，通过感测在回扫变压器的隔离线圈中产生的电压来读出电压B+。这么作是不利的，这么检测到的电压不能充分地跟踪电压B+的变化。为了更好地调整电压B+，希望在产生电压B+的端点直接感测该电压。
在实施本发明的一个方面的SMPS中，根据电压B的电平而产生回扫定时控制信号，它们都以冷地线导体为基准。定时控制信号被加到连接于热地线导体的断路晶体管开关，以实现断路晶体管开关的导通占空系数的脉宽调制。
希望在不另加绝缘变压器的情况下来施加这种定时控制信号。
实施本发明的另一个方面的SMPA包含输入电压源及具有第一和第二绕组的变压器。可控开关具有连接于第一绕组及输入电压源的主电流导通端。可控开关由周期性的第一控制信号实施开关动作，以便在变压器中的储存磁能的第一绕组中产生第一开关电流。第一开关电流用来产生连接到负载的输出电源电压。把对第一阻抗取样的电流接入包含第一绕组的电流通路中，用于至少把第一开关电流的一部分导入第一阻抗。当开关晶体管导通时，在用来指示第一开关电流电平的第一阻抗中产生电流取样信号。当第一开关电流按照电流取样信号而超过预定电平时，第一控制信号使可控开关换向进入非导通状态。在可控开关的第一导通间隔过去以后，一个低阻抗被加到第二绕组，使第一开关电流超过预定电平。第一导通间隔随输出电源电压而变，以致可控开关的占空因数按负反馈形式变化，以调整输出电源电压。
第一开关电流可以流过变压器的第三绕组，以便由第三绕组的电流来产生输出电源电压。就电击危险而论，第一绕组可以与输入电压电源不绝缘，而第二和第三绕组可以与输入电压电源绝缘。这么作是有益的，变压器提供以上要求的电绝缘，用于使第一开关电流从一个方向越过绝缘层而流经第三绕组，而使控制信息从另一方向经由第二绕组越过绝缘层而耦合。
在附图中
图1a及1b说明体现本发明的一个方面的电源;
图2a-2m说明用于解释图1电路的正常运行的波形;
图3a及3b说明用于图1电路中的隔离变压器;
图4a-4b说明用于解释图1的电源从正常运行向等待运行的转变的波形;
图5a-5h说明用于解释图1的电源从等待运行向正常运行的转变的波形;
图6说明图1的电路在过负荷条件下的波形;
图7说明用于解释图1的电路启动时的瞬态波形;
图8a-8c说明略有修改的图1电路在过负荷条件下的波形;以及图9a-9e说明略有修改的图1电路启动时的波形。
图1说明体现本发明的一个方面的开关型电源(SMPA)。SMPS产生稳压的，例如用来激励电视接收机偏转电路(未示出)的+145伏的输出电源电压B+及+24伏的输出电源电压V+。交流电源电压VAC被桥式整流电路100整流后产生未稳压的电压VUR。回扫变压器T的初级绕组W1连接在产生电压VUR的接点100a和功率开关晶体管Q1的集电极之间。变压器T是按在图3a及3b中示出的样式构成的。在图1及3a和3b中，相同的符号及标号表明相同的项目或功能。
为了在电阻RS两端产生正比于晶体管Q1集电极电流iC的电压Vsense，图1的晶体管Q1的发射极通过发射极电流取样电阻R连接到在本文中称为“热”地线的公共导体。晶体管Q1的基极通过电容器102连接到产生开关信号VC2的接点104。信号VC2在晶体管Q1中引起开关操作。接点104通过电阻103连接到变压器T的次级绕组W2的接点W2a。
图2a-2m说明用于解释图1的SMPS的正常静态运行的波形。在图1a及1b和2a-2m中，相同的符号及标号表示相同的项目或功能。
例如，在对应周期的图2a的时间间隔t0-t2期间，在图1的绕组W中产生相对于热地线为正的图2d的电压VW2，并且，该电压按箭头所指的方向产生流入晶体管Q1的基极的电流iB。电流iB在电容器102上按所指极性产生电压VC102。图2c的电流iB提供基极电流，后者在图2a的时间间隔t0-t2期间维持图1中晶体管Q1导通。随后，如图2b所示，在间隔t0-t2期间，集电极电流iC斜坡上升，使感应的能量存储在图1的变压器T中。如以后将要讲到，在图2a的时间t2，图1中的晶体管Q1变成不导通。
晶体管Q1变成不导通以后，存储在绕组W1中的感应能量被变压器或回扫动作转移到变压器T的次级绕组W4。在线圈W4的相应接点108及109产生的相应的回扫脉冲分别被二极管106及107整流，并且，分别被电容器121及122滤波，以分别产生以本文中称为“冷”地线的第二公共导体为基准的直流电压B+及V+。冷地线与热地线绝缘。
接点109通过由电阻器110及111构成的分压器耦合到比较器U2b，的倒向输入端113。当图1a的晶体管Q1导通时，由于变压器作用而在接点109产生的电压为负，导致耦合于接点113的保护二极管112导通，并且，在图2m的时间间隔t0-t2中把在接点113所产生的信号VH箝位到二极管112的前向电压，该电压为负值。
串联连接在产生电压B的接点150和比较器U2b的输出接点114之间的图1b的三个电阻R10，R11及R12，使连接在接点114和冷地线之间的电容器C10充电。所以，当信号VH为负时，在电阻器R10及R11之间的接点115上产生锯齿信号VS的斜坡上升部分，后者具有如图21所示的时间间隔t0-t2期间的波形。在时间间隔t0-t2之前，图1b的电容器C10完全被放电，产生图21中信号VS的平直部分，该部分的电平小于+12V平顶部分的电平决定于电阻R11及R12之和与R10之比。
锯齿信号VS耦合到比较器U2a的非倒相输入端。比较器U2a的倒相输入端连接+12伏的电平。开关晶体管Q3的基极连接到产生图2k的脉冲信号VB3的比较器U2a的输出端116。晶体管Q3的集电极通过保护二极管D3及限流电感器L3连接到变压器T的次级绕组W3。在锯齿信号VS电平变成大于+12伏以后，在晶体管Q1的导通时间间隔的一部分时间内，例如，图2k的t1-t2间隔内，晶体管Q3导通。
导通时，晶体管Q3与二极管D3及电感器L3一起构成跨接在线圈W3的两端的串联电路，并且，该电路实质上起跨接于线圈W3两端的低阻抗的作用。电感器L3限制图2j的短路电流iS的峰值幅度。由于变压器作用合成的低阻抗被反映成跨接于图1的绕组W1两端的低阻抗。其结果是在图2b的间隔t1-t2中，晶体管Q1的集电极电流iC以明显地高于间隔t0-t1中的速率上升。因此，在图2b的t1之后不久，与图1a的电流iC成正比的电压Vsense与在齐纳二极管Z2.7两端产生的基准电压VR1相等。
电压Vsense与VR1被耦合到具有输出晶体管开关(未示出)的比较器U1a，并且，在其中进行比较，该开关经由输出接点105跨接到电容器C2的两端。当电压Vsense在图2b的时间t2与电压VR1变成相等时，图1a的电容器C2立刻放电，因此，如图2f所示，产生于电容器C2的锯齿信号Vin变成零。在每个周期的其余时间内，例如t2-t6期间，锯齿信号Vin以由图1a的电阻R2及电容器C2所确定的速率斜坡上升。信号Vin被耦合到比较器U1b的倒相输入端。在齐纳二极管Z5.1两端产生的基准电压VR2连接到比较器U1b的非倒相输入端。
当信号Vin在图2f的时间t2变为零时，产生于比较器U1b的输出端并且连接到开关晶体管Q2基极的图2g的输出信号Vout接通晶体管Q2。当图1a的晶体管Q2在图2e的时间t2被接通时，晶体管Q2将电容器102的接点104连接到热地线上。电容器102的另一端连接到相对于接点104处负电平的晶体管Q1的基极上。所以，晶体管Q1的基极电荷(它在图2a的时间t2之前保持晶体管Q1导通)很快被清除，使图1a的晶体管Q1立刻变成不导通。
在图2g的t2-t4期间，由锯齿信号Vin控制的信号Vout维持晶体管Q2导通及晶体管Q1不导通。在时间t4，图2f的斜坡上升信号Vin大于VR2，信号Vout变到零电平状态，这样，就得到单稳态操作。例如在图2a时间间隔t2-t4内(该时间间隔在每个周期中具有相同长度)，保持晶体管Q2导通及晶体管Q1不导通。
例如，在间隔t2-t4的一部分时间内，次级绕组W4的接点108及109上的相应的正回扫脉冲产生维持二极管106及107导通的电流，并且，分别使滤波电容器121及122充电。储存于电容器121的电荷补充被通过例如接点150的负载电流iL移走的电荷，其充电量正比于图1a的晶体管Q1维持导通时的图2a的t0-t2间隔长度。图2a的t0-t2间隔长度又受控于VB3。因此，举例来说，控制晶体管Q1的占空因数的信号VB3对电压B+起调整作用。
如图2m所示，在间隔t2-t4内，在晶体管Q1不导电期间出现在图1b的接点109上的正电压使比较器U2b的接点113的信号VH为正。其结果是图1b的电容器C10立即放电，而锯齿波信号VS保持低于+12伏的恒定电平(如图21的间隔t2-t4)，这为图2a的相断的时间间隔t4-t6做好准备，在此时间间隔内，图1a的晶体管Q1再次导通。
直到图2a的时间t23为止，用于产生电压B+的二极管106一直保持导通。在时间间隔t2-t23内，晶体管Q1的集电极电压VCl处在恒定的正电平+600V，该电压是由电压VUR，图1b的电压B+及变压器T的匝数比确定的。
在图2a的t23-t4期间，由于图1的电路120与绕组W1的电感形成谐振环路的作用，电压VC1按照谐振方式变化。电路120包含图1a的电容器119，后者与由阻尼电阻117及二极管118组成的并联电路串联，构成电路120。电路120连接在晶体管Q1的集电极与热地线之间。在图2a的间隔t2-t23期间，二极管118使电容器119两端的电压等于电压VC1。
在间隔t23-t4期间，图1b的二极管106及107不导通，而集电极电压Vci由于绕组W1，电容器119及电阻器117中产生的阻尼振荡电流的结果而变化。阻尼振荡电流使产生于变压器T的绕组W2两端的、并且，在图2d的时间t3以前一直是负值的电压VW2在t3以后按谐振形式更加正向增长。
在图2g的时间t4，由于上述单稳态操作的结果，图1a的晶体管Q2的基极的信号电压Vout为零，这使晶体管Q2变成不导通。在不导通以后，晶体管Q2能把正电压VW2耦合到晶体管Q1的基极。通过电阻103及电容器102而耦合到晶体管Q1基极的正电压VW2产生导致图1的晶体管Q1导通的电流iB。适当选择电容器119和电阻117的值，以便保证在图2的时间t4，当图2g的信号Vout变成零值时，电压VW2具有足够的正值来导通晶体管Q1。在图2k的脉冲VB3所确定按以前关于时间间隔t0-t2所描述的方式的图2a的时间t以前，图1a的晶体管Q1一直保持导通。
在图2a的时间t6之后(该时间和紧接的前一周期的时间t0类似，如以前关于图2a的间隔t0-t1所叙述的那样，图1中的电容器C10按锯齿波方式充电。信号VS的直流偏压正比于电压B+，并且，可以用调节电阻R11的办法来调节。所以，在图21的间隔t4-t5过去之后，在图1b的晶体管Q3的基极上出现脉冲信号VB3，它具有出现在例如，图2k的时间t5的脉冲前沿。表示图1a的晶体管Q1的导通时间的间隔t4-t5的长度正比于电压B+。
举例来说，增加电压B+造成信号VS的直流偏压增加，所以，在给定的周期当中晶体管Q3提前接通。如前所述，当晶体管Q3被信号VB3的脉冲接通时，晶体管Q1的集电极电流iC急速增加，导致晶体管Q2导通，依次，导致晶体管Q1紧接着关闭。所以，当电压B增加时，晶体管Q1导通的间隔t0-t2或t4-t6的长度降低。其结果为;可用少一些的磁能产生对形成电压B+的图1b的滤波电容器121充电的电流。另一方面，降低电压B+将导致晶体管Q2及Q3在给定的周期中晚一些接通而晶体管Q1晚一些关闭。这样，通过用电压B+来进行控制，在给定的周期中，提前或推迟晶体管Q3导通以及晶体管Q1截止的时刻的方法，以负反馈环的方式来抵消电压B+的变化。这种负反馈环的增益确定于电容器C10的数值，并可选择电容器C10的数值来使它升高或降低。
图1b的SMPS的第一部分(例如，包含绕组W4，产生电压B+及信号VB3的对应接点及绕组W3)电连接到冷地线。另一方面，SMPS的第二部分(例如，包含晶体管Q1及绕组W1)电连接到热地线。变压器T提供热-冷绝缘层来使SMPS的第一部分与第二部分绝缘。
根据本发明的一个方面，以冷地线为基准的定时信号VB3通过回扫变压器T的绕组W3加到电连接到热地线的晶体管Q1的基极。这样，变压器T维持冷地线和热地线的绝缘。如前所述，信号VB3根据电压B+的电平来控制晶体管Q1的关闭时刻。
在变压器T中，能量从电连接到热地线的SMPS的第二部分(例如，包含绕组W1)越过变压器T的热-冷绝缘层将能量传递到电连接到冷地线的SMPS的第一部分(例如，包含绕组W4)。这种越过热-冷绝缘层传递能量的方向是与信号VB3越过该热-冷绝缘层，而耦合的方向相反的。这样，变压器T用于使电源电流沿一个方向(即，从绕组W1到绕组W4)横穿热-冷绝缘层，并且，用于使定时信号VB3沿相反的方向越过热-冷绝缘层，以控制晶体管Q1的并关时间。所以这么作是有益的，就不需要另加的绝缘变压器从控制信号由那里产生并电连接到冷地线的SMPS的第一部分将控制定时信号VB3越过热-冷绝缘层而耦合到完成控制操作并电连接到热地线的SMPS的第二部分。这么作是有好处的，因为，时标信号VB3是在实际产生电压B+的端点150通过感测电压B+的电平而产生的。
由电压V+激励的串联的通过型稳压器VR2产生+12伏的稳定电压V+12。稳定电压V+12是作为在电阻124及125之间的结点126上产生的电压的函数而产生的。电阻124及125构成连接在电压V+12及冷地线之间的串联电路。
在绕组W5产生的回扫电压用二极管132整流而产生电压VK。以热地线为基准的电压VK用来激励，例如备用控制电路127的比较器U1c及U1d。被电容器Ck滤波的电压VK通过包含电阻134及135的电阻分压器连接到比较器U1c的倒相输入端151，用来在接点151产生控制电压Vj。电阻133具有连接到电阻154及153之间的结点151的第一端点及连接到比较器U1d输出端152的第二端点。
电压VR2耦合到比较器U1c的非倒相输入端。比较器U1d的倒相输入端连接到产生电压Vm的比较器U1c的输出端153。基准电压VR1连接到比较器U1d的非倒相输入端。
图4a-4h说明用来解释图1的SMPS从正常运行到等待运行的转变过程的波形。图5a-5h说明用来解释返回到正常运行的转变过程的对应波形。在图1，2a-2m，4a-4h及5a-5h中，相同的符号及标号表示相同的项目或功能。
在正常运行期间，图1a的比较器U1c及U1d起维持在端点152的电压为零的锁存器的作用，使电压Vj小于电压VR2。所以，比较器U1c产生高于电压VR1电平的电压Vm来维持耦合到比较器U1a的非倒相输入端的二极管D20不导通。
如在图4a的时间t10所示，等待运行是在作为开关并跨接在电阻器125两端的图1b的晶体管Q4导通时开始的。因此，图1的电压V+12变成零。其结果为水平振荡器(未示出)立即停止运行，而开始准备运行状态。
减少电压V+12到零造成比较器U2a非倒相输入端的电压VS被钳位到二极管D10的正向电压。然而，在正常运行和等待运行期间，由电压稳压器VR1所产生的在比较器U2a倒相输入端的电压VUR1还维持在约+12V。所以，晶体篇Q3还继续保持在非导通状态;因此，晶体管Q1不再被以负反馈环路方式控制，而与变压器T形成自激间歇振荡器。所以，在晶体管Q4变成导通以后，晶体管Q1的占空因数开始增加。在等待期间，在接点150的负载事实上只能拉出很少电流。因此，如图4e及4g中时间间隔t12-t13期间所示，在晶体管Q4转变到导通状态以后，电压VK，B+及Vj开始增加。
在图4g的时间t13，电压Vj变成等于电压VR2，如图4h所示，使图1的比较器U1c产生零伏的输出电压Vm。在正常运行期间被电压Vm反向偏置的钳位二极管D20在图4h的时间t13变成导通的。在图4h的时间t13以后，连接到比较器U1a的非倒向输入端的图1a的二极管D20的阳极将比较器U1d的非倒向输入端的电压VR1钳位到二极管D20的正向电压。于是，在等待期间，电压VR1的数值显著地低于正常运行期间的数值。因此，如图4C的电压Vsense的波形所示，在每周内，当集电极电流iC的峰值电流显著低于正常运行期间的数值时，晶体管Q1将被断开。所以，在晶体管Q1导通期间，储存在图1的绕组W1的能量显著地减少。其结果为在等待期间，电压B+及VK的数值总是低于正常运行期间各对应的数值。
降低电压VK同样将使图2f中斜坡上升信号Vin的变化率下降。因此，晶体管Q1的导通时间与非导通时间之比，即，占空因数，将进一步降低。其结果为电压B+及VK将要比它们在正常运行状态下的数值更加下降。在典型的负载条件下，电压B+在等待状态下下降到正常运行时的电平的约2/3。
在从等待运行向正常运行的转变过程中，为了在启动时减低水平偏转开关(未示出)的应力，希望用低电平的B+来避免偏转晶体管被二次击穿的风险。与此相反，例如，在一些采用集成电路TDA4600的先有技术SMPS中，电压B+可能从正常运行电平的+145V升到等待电平的+190V。
在图4h的时间t13以后，输入端点跨接在导通二极管D20两端的图1a的比较器U1d把电阻133从电阻分压器去耦。所以，图4g的电压Vj立刻变成高于电压VR2。其结果为在整个等待过程中，图1的比较器U1c维持图4h的电压Vm为零伏。因此，图1a的比较器U1c及U1d在整个等待运行过程中将被锁定在它们的对应状态，虽然如前所述，电压VK在等待期间总是比它在正常运动期间小。
如图5a的时间t16所示，在由于晶体管Q4的运行而开始正常运行以后，图5e的电压B+及图5g的电压Vj立刻按斜坡下降的方式减小。由于水平偏转晶体管(未示出)开始换向，使电压B+突然加载，造成电压B+及Vj下降。当在图5g的时间t17电压Vj变成小于电压VR2时，图1a的等待控制电路127的比较器U1c及U1d反转它们各自的状态。所以，图1的二极管D20再次反向偏置，而电压VR1回到它的正常电平2.7V，随后，在图5b的时间t18，晶体管Q3导通，导致恢复图1的SMPS的反馈作用。
如果在偏转电路中出现故障情况，导致产生电压B+的接点150和冷地线之间短路或过负荷，则SMPS开始工作于断续方式。如在图6中所示，在断续方式中，每次电流ic的脉冲之后跟随着相当长的无电流ic脉冲出现的空载时间。在每次电流ic的电流脉冲的终点，由于短路而阻止电压VCl显著超过电压VUR。所以，将不在变压器T中产生阻尼振荡电流。因此，电压VW2就不会象在正常运行中那样成为正值。所以，电压VW2不能触发晶体管Q1导通。
在给定的空载时间开始时，在电容器102上产生的负电压使晶体管Q1维持截止。在空载期间，电容器102通过电阻156，二极管155，电阻103及绕组W2缓慢放电，从而产生与箭头方向相反的电流iB。
在产生电压VUR的接点100a和晶体Q1的基极之间连接电阻101。当由于电容器102而造成的按与箭头相反的方向流动的电流iB变成小于电阻101中的电流i101时，晶体管Q1导通，并且，正反馈环路产生电流iC的脉冲。这样，电阻101中的电流i101将空载时间结束。
在由于短路，过负荷运行而产生的电流iC的脉冲期间的一些点，在晶体管Q1导通期间，电压VW2所产生的电流iB不足以维持晶体管Q1饱和。所以，晶体管Q1集电极的电压开始增加，从而，电压VW2变成较小的正值，使电流iB按正反馈环路方式下降。当电流iB变成零时，晶体管Q1断开，从而，下一次空载时间间隔开始。当出现超负荷时，这种断续运行是合乎要求的，因为，它通过使晶体管Q1免于过热而减小晶体管Q1的应力。
如前所述，在启动期间，图1的SMPS起初被偏转电路(未示出)超载。所以，如图7中ton-tstart期间的电压B的瞬态波形所示，如前所述，SMPS工作于断续方式。这样作是有益的，断续方式提供一种软启动操作。在时间Tstart图1的晶体管Q1通过绕组W2接收适当的基极驱动电压，用于启动正反馈环路。其结果是断续运行方式结束。在图7的时间t，负反馈环路被稳定下来而操作于稳态，从而，软启动导通操作到此结束。
在本发明的上述实施例中，图1a的电阻101提供启动基极电流，用于导通晶体管Q1。如图1a中所示在本发明的第二个修正的实施例中，电阻101′连接在产生半波整流电压V100b桥式整流器100的端点100b和晶体管Q1的基极之间。电阻101′用来代替从图1a的SMPS中被取消的电阻101。
当用电阻101′来代替101时，在超负荷或启动条件下，在交流电压VAC的另外半周期间，事实上电阻101′中无电流通过。在端点100b的半波整流电压V100b为零期间，每个这半周具有10ms时间(当电源频率为50赫时)。分别如图8a，8b，8c中电压V100b，电压VCl及电流iC的波形所示，上述无载时间间隔延续在每一个交替出现的10ms间隔中。如图8c所示的10ms的持续空载时间能够冷却图1a的晶体Q1，它很有效地防止及减轻晶体管Q1的应力。10ms的空载时间可以增加软启动操作的时间间隔。(如果用60赫电源，则空载时间将为8ms。)图9a-9e说明用于解释用电阻101′来代替101时图1a的SMPS的软启动操作的波形。图1a，2a-2m，7、8及9a-9e中相同的符号与标号表示相同的项目或功能。在图9c的时间tstart，电流iC大到足以使单稳态电路触发，从而，使图1a的晶体管Q1在每个周期的一部分时间内断开。在晶体管Q1导通期间储存于变压器T的能量产生电流iB，它在晶体管Q1每个不导通间隔结束时使晶体管Q1导通。
权利要求
1.开关型电源包含以下装置输入电压源；具有第一及第二绕组的变压器，具有连接到所述第一绕组及所述输入电压源的主电流导通端的可控开关，所述可控开关为了在所述第一绕组中产生第一开关电流而由周期性的第一控制信号施行开关动作，所述绕组在所述变压器中储存磁能，连接到所述变压器并且对所述第一开关电流起反应的装置，该装置用于从所述储能产生耦合到负载的输出电源电压，其特征在于还包括连接在包含所述第一绕组W1的电流通路中的电流取样第一阻抗(R5)用于至少把所述第一开关电流的一部分引入电流取样第一阻抗(R5)，以产生电流取样信号Vsense，所述电流取样信号指示当所述可控开关Q1导通时所述第一开关电流ic的电平，响应于所述电流取样信号(Vsense)的装置(Ula，Ulb，Q2)，用于当所述第一开关电流超过预定的电平时，产生所述第一控制信号(iB)，以使所述可控开关器(Q1)换向而进入非导通状态，用于在所述可控开关器(Q1)第一次导通期间过去以后，把低阻抗加到所述第二绕组(W3)，以导致所述第一控制电流超过预定电平的装置(Q3)，以及用于按照所述输出供电电压(B+)来改变第一导通间隔，以致按负反馈方式来改变所述可控开关器(Q1)的占空因数，用于调整所述输出电压(B+)的装置(U2a)。
2.根据权利要求1的电源，其特征在于所述第一阻抗(RS)，所述可控开关(Q1)及所述第一绕组(W1)是串联连接的。
3.根据权利要求1的电源，其特征在于所述第一阻抗包含电流取样电阻(RS)。
4.根据权利要求1的电源，其特征在于所述可控开关包含第一开关晶体管(Q1)，并且，所述变压器(T)的第三绕组(W2)连接到所述晶体管Q的所述控制端(基极)，以构成起间歇振荡器作用的正反馈环路。
5.根据权利要求4的电源，其特征在于所述第三线圈(W2)经由电容器(102)连接到所述晶体管(Q1)的控制端(基极)，用于在所述电容器(102)上产生连接到所述晶体管(Q1)的控制端(基极)的、用来在所述晶体管中加快向断开转变的速率的电压。
6.根据权利要求5的电源，其特征在于包括用于在所述第一可控信号的每周内产生脉冲的装置(U2a，U2b)具有控制端(基极)的第二开关晶体管(Q3)，在该控制端产生用于在所述脉冲期间使所述第三绕组(W2)与所述第一开关晶体管(Q1)的所述控制端分离的脉冲，以致产生在所述电容器(102)中的所述电压导致所述第一开关晶体管(Q1)断开，为所述第一开关晶体管(Q1)的下一周的导通做准备。
7.根据权利要求6的电源，其特征在于所述脉冲产生装置(U2a，U2b)包含单稳态电路。
8.根据权利要求4的电源，其特征在于所述变压器(T)的过负荷条件阻止形成所述正反馈环路，所述第一控制信号发生装置包含启动电流源(101，101′)，该电流源连接于所述第一开关晶体管(Q1)的控制端(基极)，以便激励所述开关晶体管(Q1)的再启动操作。
9.根据权利要求8的电源，其特征在于当出现过负荷条件时，所述电容器(102)上的所述电压在相当长间隔内维持第一开关晶体管(Q1)不导通，以提供保护。
10.根据权利要求8的电源，其特征在于在以交流电流电压的频率交替地出现的时间间隔内产生所述起动电流。
11.根据权利要求1的电源，其特征在于就电击危险而言，所述第一绕组(W1)与所述可控开关(Q1)不是电绝缘的，而所述第二绕组(W3)由所述变压器(T)与所述可控开关(Q1)电绝缘。
12.根据权利要求11的电源，其特征在于所述第一绕组(W1)与所述未稳定电源电压(VUR)不电绝缘。
13.根据权利要求11的电源，其特征在于变压器(T)形成绝缘阻挡层，用于在一个方向跨过所述绝缘阻挡层而耦合所述第一开关电流(iC)，以产生所述输出电压电源，并且，用于从相反的方向跨过所述绝缘阻挡层而把表征所述输出电压电源第二控制信号耦合到所述阻抗。
14.根据权利要求1的电源，其特征在于包括所述变压器(T)的第三绕组(W2)，该绕组通过电容器(102)耦合到所述可控开关(Q1)的所述控制端(基极)，以形成在正常运行时起间歇振荡器作用的正反馈环路。
15.根据权利要求1的电源，其特征在于所述可控开关包含第一开关晶体管(Q1)，所述低阻抗施加装置包含对产生于变压器(T)的信号及表征所述输出电压电源(B+)的信号起反应的装置，用于产生耦合于第二开关晶体管(Q3)的控制端(基极)第二控制信号，所述第二开关晶体管在所述第一控制信号(iB)的给定周期内的可控制时刻，把所述低阻抗加到所述变压器(T)的所述第二绕组(W3)的两端，所述第一控制信号(iB)是按照所述输出电源电压(B+)而变化的，所述低阻抗(L3)引起所述第一绕组(W1)中的所述第一开关电流(iC)的变化速率的增加，该速率显著高于所述可控时刻的变化速率。
16.根据权利要求15的电源，其特征在于所述第二开关晶体管(Q3)形成产生于其集电极和发射极之间的所述低阻抗。
17.根据权利要求15的电源，其特征在于所述第一控制信号产生装置包含对所述第一开关电流(iC)及第一基准电平(22.7)起反应的第一比较器(U1A)，用于当所述开关电流大于由基准电平确定的数值时产生所述第一控制信号脉冲，因此，所述第一开关电流(iC)的峰值是根据基准电平(22.7)而确定的。
18.根据权利要求17的电源，其特征在于包括连接到所述负载的开/关控制信号源(Q4)，该信号源在运行的等待方式导致减少流向所述负载的输出电流，以致于在出现所述开/关控制信号的从通电状态到断电状态的转变以后，所述输出电流的减小最初使所述输出电源电压(B+)增加，对表征所述输出电源电压的电压(VJ)以及第二基准电平的第二比较器(U1c)，用于在所述转变发生以后，当所述输出电源电压大于根据所述第二基准电平而确定的电平后，产生第二控制信号，所述第二控制信号耦合到第一比较器(U1A)，用于改变所述第一基准电平(Z2.7)，这使所述第一开关电流(iC)的所述峰值电平显著低于它在正常运行状态下的电平。
19.根据权利要求1的电源，其特征在于所述第一阻抗包含串联耦合到所述可控开关(Q1)的电流取样电阻(R)，所述第一控制信号产生装置包含对产生于所述电磁取样电阻(RS)以及基准电平(Z2.7)的信号起反应的比较器(Z2.7)用于产生触发信号，对所述触发信号起反应的单触发电路，用于当产生于所述电流取样电阻器(RS)的所述信号变成等于所述基准电平(Z2.7)时，产生所述第一控制信号(iB)的脉冲，所述脉冲被耦合到所述可控制开关器(Q1)的所述控制端(基极)，用于在所述脉冲整个持续时间中断开所述可控开关(Q1)，以致于看所述脉冲持续时间以外，所述可控开关器(Q1)是导通的。
20.根据权利要求19的电源，其特征在于所述第一控制信号的所述脉冲在每个周期中具有相同的长度。
21.根据权利要求1的电源，其特征在于所述低阻抗施加装置(Q3)包含对所述输出电源电压(B+)起反应的锯齿波发生器(C10)，用于产生具有其变化速率根据所述输出电压而变的第一斜坡部分的锯齿波信号(VS)，以及对所述锯齿信号及基准电平(+12V)起反应的比较器(U2A)，用于当所述锯齿信号(VS)处在根据所述基准电平而确定的电平时，产生第二控制信号(VB3)，以致于所述可控开关器(Q1)的占空因数根据所述输出电源电压(B+)，以负反馈方式而变化，这调节了所述输出电源电压。
22.根据权利要求21的电源，其特征在于所述锯齿波发生器(C10)对产生于所述变压器(T)的信号(VH)起反应，用于使所述第一斜坡部分与所述可控开关器(Q1)的开关时间同步，在所述可控开关(Q1)变成不导通以后所述锯齿信号的第二斜坡部分按与所述与第一斜坡部分相反的方式而变化。
23.一种开关型电源包含开关晶体管，具有连接到所述第一开关晶体的主电流电极的第一绕组的变压器，连接到所述开关晶体管的控制电极，用于在其中产生开关动作的控制装置，连接到所述变压器的装置，该装置用于根动作来产生加到负载输出电源电压以及耦合到所述负载以产生负载电流的输出电流，对所述输出电源电压起反应的装置，用于产生耦合到所述控制装置的第一控制信号，以便在正常运行方式时根据所述输出电源电压而改变所述开关晶体管的占空因数，其特征在于还包括耦合到所述负载的开一关控制信号源，该信号源在电源运行的等待状态期间，相对于所述正常状态的所述负载电流而减小所述负载中的所述负载电流，从而，在所述开一关控制信号从通电状态变到断电状态之后，使所述输出电源电压增加。对所述输出电源电压起反应的装置(UIC)，用于当所述输出电源电压变得大于表征转变到所述等待操作状态的预定电压(VR1)时，产生第二控制信号(Vm)，所述第二控制信号被耦到所述第一控制信号发生装置(U1A)，用于在等待状态期间改变所述第一控制信号(VIN)，以把流入所述开关晶体管(Q1)的第一开关电流(iC)的峰值电平维持在显著低于它在正常运行状态下的数值，以把所述输出电源电压减小到小于正常运行状态下的数值，以及用于在所述等待运行状态期间，当所述电源电压(B+)已经降低到所述较小值时，维持产生所述第二控制信号(Vm)的装置(U1d)。
24.根据权利要求23的电源，其特征在于所第二控制信号维持产生装置包含利用正反馈的自锁电路(U1c，U1d)。
25.根据权利要求23的电源，其特征在于所述变压器(T)包含耦合到所述晶体管(Q1)的控制极(基极)的第二绕组(W2)，以构成一起间歇振荡器作用的正反馈环路。
全文摘要
开关型电源(SMPS)包含输入电压源及具有第一和第二绕组的变压器。可控开关具有连接于第一绕组及输入电压源的主流导通端，该开关由周期性的第一控制信号实周施开关动作，以便在第一绕组中产生第一开关电流，后者用来产生连接到负载的输出电流电压(B
文档编号H04N5/63GK1035928SQ89101350
公开日1989年9月27日 申请日期1989年3月9日 优先权日1988年3月10日
发明者乔瓦尼·米歇尔·莱奥纳尔迪 申请人:Rca许可公司