专利名称：消除扩展频谱噪声的方法和设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用扩展频谱信号的通信系统，并且特别是涉及了消除通信信道中的扩展频谱噪声的一种方法和设备。
一般来说，通信系统旨在将载有信息的信号从位于一地点的信号原发送到位于一定距离以外的另一地点的用户收信号。一个通信系统通常由三个基本部分构成发送器，信道和接收器。发送器的功能是把信息信号加工处理成适于经信道传输的形式。信息信号的这一处理过程称为调制。信道的作用在于提供发送器输出与接收器输入之间的一种物理连接。接收器的功能地处理所接收的信号以产生出原消息信号一种估计。对所接收信号的这一处理称为解调。
有两种类型的信道，即点到点式的信道与广播信道。点到点式的信道的例子有导线线路(例如当地的电话传输)，微波链和光纤。与此相对的是广播信道能使得众多的接收站同时从一个单独的发送器(例如当地的电视台或广播电台)收到信号。
模拟和数字式传输方法都用来通过通信信道发送消息信号。数字式方法的应用显示了优于模拟方法的几个工作上的优点，其中包括(但不限于此)增强了抗信道噪声和干扰的能力，系统的灵活操作性，用于传输不同种类消息信号的通用格式以及通过应用加密而改进了通信的安全性。
这些优点的获得是以增加传输(信道)带宽和增加系统的复杂性为代价的。通过应用超大规模集成电路技术而发展了建造硬件的成本效能合算的方法。
可用于通过通信信道传输消息信号的一个数字式传输方法是脉冲码调制(PCM)。在PCM(脉冲码调制，下同)中，对消息信号进行取样，量化，然后进行编码。取样操作使得信息信号以按均匀的时间间隔抽取的取样序列来表示。量化过程将每一取样幅度修整成选自一表示电平的有限集合中最接近的值。取样与量化的结合使得一种代码(例如二进制码)可用于消息信号的传输。数字式传输的其他形式应用类似的方法通过通信信道发送消息信号。
当消息信号经一有限带宽的信道进行数字化传输时，不能出现称为码间干扰的一种干扰形式。码间干扰的影响如果不加以控制的话就会严重限制数字式数据通过信道进行无差错传输的速度。消除信号间干扰的影响可通过仔细修整表示二进制信号1或0的传输脉冲的形状来进行。
又为了通过带通通信信道发送消息信号(不论是模拟式或数字式)，该消息信号必须处理成能够适宜通过该信道有效传输的形式。消息信号的修改是通过称为调制的过程来达到的。这一过程涉及到按照消息信号来变化载波的某个参数，使得该消息信息被保留而调制波的频谱仍包含在指定信道带宽之中。相应地，要求接收器从经过信道传播之后所发送的信号的衰减形式中重新生成原消息信号。重新生成是通过应用所谓解调过程来完成的，解调是用于发送器中的调制过程的逆过程。
除了为提供有效传输之外，进行调制还有其他原因。特别是应用调制可进行多路复用，即通过一个公共的信道同时传输来自几个信息源的信号。而且调制可用来将消息信号变成较少受噪声及干扰影响的形式。
一般在通过信道传播之中，所传输的信号由于信道的频率响应中的非线性和不良而发生失真。其他的衰减源则是在通过信道传输的过程中加到所接收的信号上的噪声与干扰。噪声与失真构成了设计通信系统时的两个基本限制。
存在着各种噪声源，有系统外的也有系统内的。虽然噪声在性质上是随机的，但可借助其诸如平均功率或平均功率的谱分布这些统计性质加以描述。
在任何通信系统中有两个主要的通信资源可被利用，即平均传输功率与信道带宽。平均传输功率即是所传输信号的平均功率。信道带宽确定了信道可用于以满意的保真度传输信号的频率范围。系统设计的总目标即是尽可能有效地利用这两个资源。在大多数信道中，一项资源可能考虑得比另一项更重要一些。因而我们可把通信信道分为功率受限型或带宽受限型。例如电话电路是典型的带宽受限型信道，而高空通信链或卫星信道则是典型的功率受限型。
传输功率是重要的，因为对于规定了噪声系数的接收器，它决定了发送器与接收器之间可分离开的距离。换言之，对于规定的噪声系统的接收器和接收器与发送器之间的规定的距离，可用的传输功率决定了接收器输入的信噪比。因而这就决定了接收器的噪声性能。除非该性能超过了一定的设计电平。否则消息信号经信道的传输才能认为是令人满意的。
此外，信道带宽也是重要的;因为对于代表消息信号特征的所规定频带，信道带宽决定了可通过该信道多路复用消息信号的数量。换言之，对于规定数量的共用该公共信道的独立消息信号，信道的带宽决定了可分配给每一信息信号进行无显著失真传输的频带。
对于扩展频谱通信系统，有关的这些领域以一种特别的方式达到了最优。在扩展频谱系统中应用调制技术是使得所传输的信号扩展到一个宽的频带上。该频带要宽于传输正在发送的该信息要求的最小带宽。例如，话音信号可以只用两倍于信息本身的带宽以调幅(AM)的方式发送。其他调制方式，诸如低偏移频率调制(FM)或单边带调幅(AM)。也可使得信息以相当于信息自身带宽的带宽进行传输。另一方面，一个扩展频谱系统常利用一个仅数千赫兹带宽的一个基带信号(例如一个话音信道)，并将其分布到可能有很多兆赫兹宽的频带上。完成这一点是通过以所发送的信息和宽带编码信号进行调制。通过应用扩展频谱调制，一个消息信号可以噪声功率高于信号功率的信道中传输。信息信号的调制和解调提供了使得可从噪声信道中恢复消息信号的信噪比增益。对于给定的系统其较大的信噪比等同于(1)以低的出错率传输一消息信号所需的带宽较小，或(2)以低的出错率通过给定的带宽传输一消息信号所需的平均传输功率较低。
有三种常用的扩展频谱通信技术，它们是·由数码序列对载波进行调制，数码序列的位速率大大高于信息信号的带宽。这样的系统称为“直序列”调制系统。
·以代码序列规定的模式以离散增量作载波频移。这种系统称为“跳频器”。发送器在某个预定集合内从一个频率跳跃到另一个频率;频率使用的顺序由代码序列确定。类似地“时间跳跃”和“时一频跳跃”具有由代码序列调节的传输时间。
·脉冲调频或称“线性调频脉冲”调制，其中在在给定的脉冲周期中载波在一个宽频带的扫描。
信息(即消息信号)可以通过几种方法嵌入频谱信号。一种方法是将信息在其用于扩展调制之前加到扩展码之上。这一技术可用于直序和频跳系统中。应注意的是要发送的信息在加到扩展代码上之前必须处于数字式形式。因为通常为二进制代码的扩展码的组合涉及到模二加法。或者，信息或消息信号在扩展之前可用来调制载波于是一个扩展频谱系统必须具备两个性质所传输的带宽应远大于要被发送的信息的带宽或速率，以及(2)除去所发送的信息以外还要有某一功能用来确定产生调制信道的带宽。
扩展频谱通信的关键涉及到这样一些技术扩展信号带宽，传输扩展的信号以及通过把所接收的扩展频谱复原变换成原信息带宽来恢复所需信号。而且，在进行这一系列带宽变换过程中，扩展频谱技术的目的在于能够使得系统在一个噪声信号环境中以低的出错率传递信息。
本发明增强了扩展频谱系统的效能，特别是从噪声无线通信信道中恢复扩展频谱信号的码分多址(CDMA)峰窝无线电话系统的效能。在码分多址峰窝无线电话系统中，“用户们”在相同的频率上并仅由唯一的用户码来区分开。在该通信信道中噪声干扰电平直接与用户们产生的干扰电平加上附加高斯噪声相关而不是象在其他通信系统中仅仅是由附加高斯噪声产生。于是全部现用“用户”的码噪声从根本上就限制了同一给定的峰窝区域中以低相关的附加高期噪声能够同时使用同一频带的用户数量。本发明减小了用户码噪声的不良影响于是大大增加了可同时由给定的峰窝区域提供服务的用户数量。
本发明提供了一种扩展频谱噪声消除器。对于收到的扩展频谱信号的第一与第二分量确定相位和振幅。该第二分量结构上类似第一分量，但由于接收时间的不同，沿不同通路传输或者说具有不同相位而相区分。此外该扩展频谱信号包含第一与第二已知信号。在所接收的信号中扩展频谱噪声信号的部分的消除是通过以下方法通过在第一分量接收相位处的第一已知信号扩展在第二分量接收相位处的第二已知信号而产生一估计信号，并且调节作为接收的第一和第二分量振幅的函数的第二扩展的已知信号的一种积分形式的增益。继而通过从所接收的扩展频谱信号的解调了的形式中减去该估计信号，从接收的扩展频谱信号中处理出该第二已知信号。
图1是说明先有技术的扩展频谱通信系统的框图。
图2是说明具有扩展频谱噪声消除器的接收器的一个较佳实施例的内部结构的略图，该噪声消除器是用于图1中所示的先有技术的扩展频谱通信系统中的。
图3是缩合图2中所示的较佳实施例的噪声消除器操作的流程图。
现参见图1，该图表示先有技术的一个扩展频谱通信系统，基本上如同美国专利NO.5，103，459(1990年6月25日Gilhousen等人申请)中所述，以及“关于用于数字式蜂窝及个人通信网络的码分多址(CDMA)的系统设计问题”(作者AllenSalmasi与KleinS.Gilhousen，发表在第41届IEEE车辆技术大会，1991年5月19-22日，密苏里州，圣路易斯，P57-62)中所述。
在先有技术的扩展频谱通信系统中，业务信道数据位100以特定的位速率(例如9.6千位/秒)输入到编码器102。业务信道数据位可能包括由声码器转换成数据的话音，纯数据，或是两类数据的组合。编码器102卷积式地将输入数据位100以一个固定的编码速率将输入的数据位100编制成数据符。例如，编码器102将收到的数据位100以1个数据位比2个数据符的速率编码，而使得编码器102以19.2千位/秒的速率输出数据符104。编码器102通过编码重复来调节数据位100以可变速率的输入。这发生在当数据位速率低于编码器102设计运动的特定位速率时，这时编码器102重复输入数据位100使得输入数据位100以等价于编码元件设计运行的速率向位于编码器102中的编码元件提供。于是不论数据位100以怎样的速率向编码器102输入，编码器102都在同样的固定速率输出数据符104。
然后数据符104输入到数字复用器106。数字复用器106将输入的数据符104进行间插。相关数据符的这一间插将把在通信信道138中突发的差错在时间中展开，于是由解调器178将其作为独立的随机差错来处理。由于通信信道138的记忆随时间的分离而减少，故间插所隐含的思想即是将一个编码数据位100的相关数据符104在时间中加以分离(即使之变成独立无关的)。传输模块中的插入空间由相关于其他已编码的位100的数据符104充满。将数据符104在时间中充分地分离就有效地把具有记忆的通信信道变成了无记忆的通信信道，从而使得能够应用随机误差纠错码(例如卷积码和分组码)。于是最大似然卷积解码器178能够根据所收到的一个信号的数据取样176的序列来作出判断，该取样序列中每一根据取样176都假定是与其他数据取样176独立无关的。数据取样176的独立性或者说通信信道138无记忆性的这一假定能够改进最大似然解码器178的性能使之优于没有做出这种假定的解码器。间隔的数据符108由数据复用器106以这些码向“异”/乘法器112输入端之一输入时相同的速率(例如19.2千字符/秒)进行输出。
长伪噪声PN)产生器110在操作上每异/乘法器112的其他输入相耦合，通过将数据符108扰频而加强通信信道中的通信安全性。该长PN(伪噪声，不同产生器110应用一个长PN序列以等于数据符108输入“异”门112的数据符速率(例如，19.2千符/秒)这样一个固定速率来产生一个用户的特别符序列或称单一用户扩展码。已扰频的数据符114以等于数据符108输入到“异”门112的速率的一个固定速率(例如19.2千符/秒)从“异”/乘法器112输出到“异”/乘法器118的一个输入端。
码分信道选择产生器116提供了一个特别预定长度的沃尔士码给“异”/乘法器118的另一输入端。该码分信道选择产生器116能够提供对应于64×64的哈达马矩阵(其中沃尔士码是该矩阵的单独一行或一列)的64个沃尔士码的64个正交码中的一个。“异”/乘法器118应用特别的由码分信道产生器116所输入的沃尔士码将输入的扰频数据符114扩展成沃尔士码扩展数据符120。本领域技术人员熟知“扩展”是用于描述增加表示输入数据符的数据符数量的操作的术语。例如，组合器118能够以速率19.2千符/秒接收混合数据符114的序列。每一扰频数据符114与一个沃尔士码116组合而使得扰频数据符114表示为或者说扩展成一个单一的64位长的沃尔士扩展码120。结果是沃尔士码扩展数据符120从“异”/乘法器118中以固定的片(Chip)速率(例如，1.2288兆片/秒)输出。“片”(“chip”)一词在本技术专业中在描述扩展数字信号片断时与术语“位”(“bits”)一词是可交换使用。
沃尔士码扩展数据符120分别向两个“异”/乘法器122和128的一个输入端提供。I-信道PN产生器124与Q-信道PN产生器130产生一对短PN序列(即当与由长PN产生器110所用的长PN序列相比时是短的)。这两个PN产生器124与130能够产生相同的或不同的短PN序列。“异”/乘法器122与128继续以由PN-I-信道产生器及PNQ-信道产生器130分别产生短PN序列扩展所输入的沃尔士码扩展数据120。所得到的I-信道码扩展序列126与Q-信道码扩展序列132通过驱动一对正弦功率电平控制用于四相移相键控调制一对正交正弦波134。该正弦输出信号经合成、带通滤波而转换成射频(RF)，经放大，滤波由天线136发射而完成了通信信道数据位100在通信信道138中的传输。
天线140接收扩展频谱信号使得该接收到的信号以与在由天线136经信道138传输之前对业务信道数据位100所施加那套操作对比实质上互补的一套操作加以处理。所收到的扩展频谱信号经转换成基带频率、滤波以及四相移相键控(QPSK)解调142而成为解调的扩展频谱信号144，146。继而解调的扩展频谱信号144，146被正交解扩(depread)。I-信道PN产生器148及Q-信道PN产生器154产生一对短PN序列。PN产生器148与154必须象PN产生器124与130那样分别产生相同的短PN序列。“异”/乘法器150与152将输入的已解调的扩展频谱信号144与146分别解扩。所得到的I-信道码解扩序列156与Q-信道码解扩序列158组合成正交解扩数据取样160。
码分信道选择产生器164向“异”/乘法器162的一个输入端提供了一个特别预定长度的沃尔士码。与产生器116类似，码分信道选择产生器164能够提供64个正交码这些正交码对应着64×64的哈达马矩阵中的64个沃尔士码(其中沃尔士码即为该矩阵中的一行或一列)，但为了恰当地解扩一个特定的码传输，必须产生与发送器的产生器116所产生的同样的沃尔士码。“异”/乘法器162应用由码分信道产生器164所输入的特殊的沃尔士码解扩所输入的正交解扩数据取样160成为沃尔士码解扩数据取样166。熟知本专业技术的人员能够明白“解扩”(despreading)这一术语是用以描述减少表示输入的取样数目的操作。例如，组合器162能够以速率1.2288兆样/秒接收解扩数据取样160的序列。一组64个解扩数据取样160与所选出的沃尔士解扩码164组合而使得该组64个解扩数据取样160被表示成或者说解扩成一个单独的沃尔士解扩数据取样166。结果是，该沃尔士码解扩数据取样166从“异”/乘法器162以固定速率(例如，19.2千样/秒)输出。
长PN产生器170在操作上与“异”/乘法器168的输入耦合而对解扩数据取样166进行解扰(descramble)。长PN产生器170用长PN序列产生用户特别样品序列或唯一的用户扩展码，这是以等于输入“异”/门的另一输入端的解扩数据取样166的数据取样速率这样的固定速率(例如19.2千样/秒)进行的。这一操作使用了与长PN产生器110所产生的同样长的PN序列并在逻辑上是与由“异”/门112所执行的扰一频操作互补的操作。被解扰的数据取样172从“异”/乘法器168以等于解扩数据取样166输入“异”/门168相同的一个固定速率(例如19.2千样/秒)而输出的。
然后解状的数据取样172输入到解插器174。解插器174将输入的解扰数据取样172解插的方式在逻辑上是与数字复用器106互补的。被解插的数据取样176以其数据抽样输入的相同速率(例如9.2千样/秒)由解插器174输出。然后最大似然卷积解码器178根据输入的解插数据取样176序列作出判断。该最大似然解码器178通过应用本质上类似于维特比解码算法的最大似然解码技术而较佳地产生出数据位180。
现参见图2，该图表示具有用于图1所示先有技术的扩展频谱通信系统中的扩展频谱噪声消除器的接收器之182部分的一个较佳实施例的内部结构。
以下将认为接收器部分182装设在一个蜂窝式无线通信系统的一个移动式通信单元之中，该系统还会有多个基地台或中心通信站。熟悉本专业技术的人员明白，此处所述之具有噪声消除器的特殊的接收器182部分的结构适用于具有类似的通信信道接收信号的多通路特性技术的中心通信站或任何其他通信系统。
熟悉本专业技术的人员明白，可以应用非沃尔士扩展码116，164的其他扩展码来将CDMA通信系统中的数据信号彼此分离开。例如，PN扩展码可用来分离多个数据信号。为将特定的数据信号进行扩展而把PN扩展码作特定的相偏移，利用这种特定的PN扩展码就可将一特定的数据信号与其他数据信号分离开。例如在CDMA扩展频谱通信系统中，通过对通信系统每一信道PN扩展码使用不同的相偏移，一个特定的PN扩展码就可用于产生多个信道。而且，信号的调制方案假定是四相键控(QPSK)的。然而，可以明白的是在不偏离本发明的技术情形下亦可应用其他的调制技术。最后，在本较佳实施例中，地区通信系统的通信信道138是在电磁波谱的900兆赫兹区域中。但在不偏离本发明的技术情形下也可应用电磁波谱的其他区域。
上述接收器的182部分采用了“端克”(Reke)接收技术以减小通信信道中的多路衰落的影响。本专业人员都知道“端克”接收技术在无线通信技术中是有名的。例如，“多路信道的通信技术”(作者为R.Price与P.E.Green，刊登于Jr.ProceedingoftheIRE.1958年3月号.P555-570)就描述了“端克”接收器的基本操作。简言之，一个“端克”接收器要对接收的信号的多路特征作连续的详细的测量。这一技术后来被开发，通过分别地对回波信号进行检波，应用相关法并将这些回波信号代数组合成一个单独的已拴波信号，来对抗选择性衰落。符号间干扰是通过改变各个被检波的同波信号之间在其作代数组合之前的时延或相位来衰减的。
与图1中所示先有技术的通信系统类似，图2中所示的天线140接收扩展频谱信号，使得对所接收的信号进行的处理与对业务信道数据位100在其由天线136发送到通信信道之前所进行的那套操作相比本质上是互补的一套操作。所接收的扩展频谱信号是包括了在不同扩展频谱信道中的几个信号的组合信号。这些扩展频谱信号中至少其中之一是已知的导引数据信号。该组合接收到的扩展频谱信号中每一扩展频谱信号都能够由接收器182从一个或多个基地台并沿着一个或多个通信路经接收到。结果是在一个特定的扩展频谱信道中每一信号可能有几个分量其在幅度和/或相位上与该信道中的其他信号不同。在较佳实施例中，从通信系统中每一基地台有类似的导引数据信号发送出来。然而，当一个移动式通信单元试图从一个扩展频谱信道中重现(即要解调和解码)一个特定的信号时，这些导引数据信号就会增加通信信道138中的不确定性噪声。这些不希望有的信号当接收器已获得有关通信信道及所收到的组合扩展频谱信号的特定信息时是可以被消除的。
天线140所收到的扩展频谱信号被转换成基带频率，经滤波经QPSK解调142而成为解调的扩展频谱信号200。在解调过程142中，对所接收的扩展频谱的每一分量确定其接收的相位和接收的振幅。该相位表示了一个特定的分量相对于其他分量在时间上接收到的瞬间。振幅则表示了所收到的信号相对于其他分量而言的相对强度或该分量所收到的精确度。在以下讨论中，所收到的扩展频谱信号假定在一个特定的扩展频谱信道中有信号并且该信号有三个分量。这些信号分量在其接收器182的路线上有以下三个不同的通信信道路径。对于本例，第一分量是由基本服务单元中的一个基地台发送的并以相位Φ1及振幅A1被接收。类似的，第二分量是由基本服务网孔中的基地台发送的，但与第一分量经由不同的通信路径传输并以相位Φ2与振幅A2被接收。最后，第三分量由第二服务网孔中的基地站(例如在过区切换的情形过程中)发送而接收的相位是Φ3，振幅为A3。
在较佳实施例的“端克”接收器182中，已解调的扩展频谱信号200输入到接收器分别对信号的三个分量进行处理的各部分。第一信号分量通过把解调的扩展频谱信号200输入“异”组合器202而被正交解扩。由I-信道PN产生器148与Q-信道PN产生器154产生一对短PN序列(如图1中所示)。这一对短PN序列204在第一分量相位Φ1输入到“异”组合器202。“异”组合器202将输入的解调的扩展频谱信号200进行解扩。又“异”组合器202将输入的解调的扩展频谱信号200进行解扩。又“异”组合器202把所得到的I-信道码解扩序列与Q-信道码解扩序列组合成正交解扩数数据取样206。本技术专业人员明白，虽然如图1中所示在先有技术接收器中仅说到有单独一个“异”组合器202，但是两个“异”乘法器(例如“异”/乘法器150与152)也是可以应用的。
对应于第一信号分量的正交解扩数据取样206输入到“异”/乘法器208。码分信道选择产生器164(图1中所示)在第一信号分量相位Φ1210向“异”/乘法器208的另一输入端提供了一个预先特定长度的沃尔士码(Wi)。该“异”/乘法器208应用由码分信道产生器164所输入的该特定的沃尔士码(Wi)210将所输入的正交解扩数据取样206解扩成沃尔士码解扩数据取样212。
然后这些沃尔士码解扩数据取样212输入到积分器214，该积分器将数据取样212对预定的时间周期(T)进行积分并调节该输入数据取样212信号的增益。该预定的时间周期(T)应对应于从“端克”接收器182输出数据取样所要求的速率(例如19.2千样/秒的输出速率对应于T＝1/19.200秒)。输入数据取样212信号的增益由增益因子g1来调节，该增益因子是第一信号分量振幅A1的函数(g1＝f(A1))。该增益因子g1的确定还使得能够实现三个信号分量的最大比率组合。而且该输入数据取样212增益还由预定的时间周期(T)来除/调节，就使得输出信号216更好地反应了与每一输入数据取样212相关的增益。积分器214的输出是相对于第一信号分量的一个沃尔士码解扩数据取样信号216。该第一信号分量沃尔士码解扩数据取样信号216能够有选择地被开关输入到信号处理器220的一个输入端218。熟悉本技术专业的人员知道。积分器214的功能可由一个数据取样求和电路及乘法器来实现。
第二信号分量可以解调了的扩展频谱信号260中用上述对于第一信号分量类似的方式导出。通过把解调了扩展频谱信号200输入“异”组合器222该第二信号分量被正交解扩。I-信道PN产生器148与Q-信道PN产生器154(如图1所示)产生一对短PN序列。该短PN序列对在第二分量相位Φ2处输入(224)到“异、”组合器222。“异”组合器222将所输入的已解调的扩展频谱信号200解扩并将所得到的I-信道码解扩序列和Q-信道码解扩序列组合成正交解扩数据取样226。
对于第二信号分量的正交解扩数据取样226输入到“异”/乘法228。码分信道选择产生器164(图1中所示)在第二信号分量相位Φ2处向“异”/乘法器228的另外的输入端提供特别预定长度的沃尔士码(Wi)。“异”/乘法器228应用在第二信号分量相位Φ2处由码分信道产生器164所输入的该特别沃尔士码(Wi)解扩所输入的正交解扩数据取样226成为沃尔士解扩数据取样232。
这些沃尔士码解扩数据取样232然后输入到积分器234，该积分器将数据取样232对一个预定的时间周期(T)进行积分并调节所输入的数据取样232信号的增益。输入的数据取样232信号的增益是由增益因子g2进行调节的，该因子是第二信号分量的振幅A2的函数(g2＝f(A2))。这一增益因子g2的确定也要使得三个信号分量实现最大比率的组合。而且，所输入的数据取样232的增益由预定的时间周期(T)除/调节而使得所输出的信号236增益较好地反映了与每一输入数据取样232相联系的增益。积分器234的输出是对应于第二信号分量的沃尔士解扩数据取样信号236。该第二信号分量沃尔士码解扩数据取样信号236可选择地以开关接入信号处理器220的一个输出端238。
类似于对于第一与第二信号分量上述方式，可以从已解调的扩展频谱信号200中分出第三信号分量。通过将已解调的扩展频谱信号200输入到“异”组合器242而将该第三信号分量作正交解扩。(如图1中所示)I-信道PN产生器148和Q-信道PN产生器154产生一对短PN序列。这对短PN序列在第三分量相位Φ3处输入(224)到“异”组合器242。“异”组合器242将所输入的已解调的扩展频谱信号200解扩并将I信道码解扩序列及Q-信道码解扩序列组合成正交解扩数据取样246。
对应于第三信号分量的正交解扩数据取样246输入到“异”/乘法器248中。码分信道选择产生器164(图1中所示)在第三信号分量相位Φ3处向“异”/乘法器248的另外的输入端提供了一个特别的预定长度沃尔士码(Wj)。该“异”/乘法器248应用由码分信道产生器164在第三信号分量相位Φ3处所输入的该特定的沃尔士码(Wj)解扩所输入的正交解扩数据取样246成为沃尔士码解扩数据取样252。
然后这些沃尔士码解扩数据取样252输入到积分器254，该积分器将数据取样252对一预定的时间周期(T)积分并调节所输入的数据取样252信号的增益。输入的数据取样252信号的增益是通过增益因子g3进行调节的，该因子是第三信号分量A3的振幅的函数(g3＝f(A3))。这一增益因子g3的确定还使得它实现了三个信号分量最大比率的组合。而且，该输入数据取样252增益由预定的时间周期(T)除/调节就使得输出的信号256增益更好地反应了与每一输入数据取样252相联系的增益。积分器254的输出是对应第三信号分量的一沃尔士解扩数据取样信号256。这个第三信号分量沃尔士码解扩数据取样信号256可选择地以开关接入信号处理器220的一个输入端258。
该已解调的扩展频谱信号200还包含了由两个分量组成的非确定性噪声。该非确定性噪声的两个分量是-所有未被接收器解调的CDMA扩展频谱信号。这些信号由该通信系统附近的单元中使用同一通信信道的大量低电平干扰用户组成。
-接收器前级噪声。按设计而言，当通信信道满容量运动时，附加的噪声宜低于被解调的扩展频谱信号200。
只要有足够信息被接收器获取，其中第一种扩展频谱噪声分量的一部分是可以从已解调的扩展频谱信号200中消除的。这种信息包括象上述较佳实施例的接收器182部分这类典型的“端克”接收器所已知的几种数据。这已知的数据包括每一信号分量的振幅(即A1，A2与A3)及相位(即Φ1，Φ2与Φ3)，通信系统所使用的短PN扩展码序列148与154，以及供所接收的特定信道之用的沃尔士码(Wi)。应用这些已知的数据，可对接收器182部分进行配置而消除可能干扰有用信号分量而与其他信号分量诸如导引信道载波信号等有关的噪声。
通常由于保持着正交性，每一沃尔士码信道不会造成对其他沃尔士码信道的噪声。但是当存在明显的延迟扩展(≥一片延迟)和/或当接收单元处于通信信道在两个或更多的发送器之间转换的状态时，情况就不是如此了。这些其他的信道可能产生噪声或引起对有用通信信道的干扰的一种可能的情形是当或者是所发送的载波的延时复制或者是源于其他单元所发送的载波在有用信道中被接收器182部分接收到而该接器182部分对于有用信号和干扰信号又不能加以区分时。由于较多的这些干扰信号加到接收器所收到的已解调的扩展频谱信号200上，信噪比就可能恶化到接近或低于较佳的门限值。
在较佳实施例通信系统中，基本服务网孔的延时导引信号复制与来自其他附近网孔的导引信号的能量在有同通信信道中引起将近1分贝的噪声总量。通过以下的消除过程，该1分贝噪声的大部分可被消除，其结果是得到对有用信号较大的信噪比。这一消除噪声的技术的某些优点包括从所收到的信号中消除或减少了不希望有的导引信道信号干扰，并且由于增强了接收器处理通信信道中干扰的能力而可以增加在一个特定的CDMA通信信道上用户的数目。
第一种估计的干扰信号可以从已知的数据中导出。前面所产生的具有第二分量相位Φ2的短PN序列对输入(224)到“异”组合器260。同样，前面产生的具有第一分量相位Φ1的短PN序列对输入(204)到“异”组合器260。“异”组合器260以第一分量相位Φ1序列204扩展第二分量相位Φ2序列224并将所得的I-信道码扩展序列和Q-信道码扩展序列组合成正交扩展数据取样262。
对于第一估计干扰信号的该正交扩展数据取样262输入到“异”/乘法器264。前面产生于第一信号分量相位Φ1处210的特别预定长度沃尔士码(Wi)提供给“异”/乘法器264的另一输入端。“异”/乘法器264应用在第一信号分量相位Φ1处210的该特定的沃尔士码(Wi)扩展所输入的正交扩展数据取样262成为沃尔士扩展数据取样266。
这些沃尔士码扩展数据取样266然后输入到积分器268，该各分器将数据取样266对一个预定的时间周期(T)进行积分并调节该输入的数据取样266信号的增益。输入的数据取样266信号的增益是由增益因子g1与g2乘积的负值(-g1-g2)进行调节的。这两个增益因子如前所说是分别为第一与第二信号分量振幅A1与A2的函数。这一增益因子的确定也使得它实现了从三个信号分量的最大比率组合中的一个消减(即一个负因子)。而且，该输入数据取样266的增益是由预定时间周期(T)来调节，于是所输出的信号270的增益较好地反映了与每一输入数据取样266相关的增益。积分器268的输出即为第一估计沃尔士解扩数据取样干扰信号270。这个第一估计干扰信号270可选择地开关接入或输入到272一个信号处理器220。
第二估计计干扰信号也可从已知的数据导出。前面产生的具有第三分量相位Φ3的一对短PN序列输入(244)到“异”组合器280。类似地前面产生的具有第一分量相位Φ1的一对短PN序列输入(204)到“异”组合器280。“异”组合器280以第一分量相位Φ1序列204扩展第三分量相位Φ3序列244并把所得结果I-信道码扩展序列和Q-信道码扩展序列组合成正交扩展数据取样282。
对于第二估计干扰信号的正交扩展数据取样282输入到“异”/乘法器284。上面在第一信号分量相位Φ1处产生的特别预定长度的沃尔士码(Wj)提供给“异”/乘法器284的另一输入端。该“异”/乘法器284应用在第一信号分量相位Φ1的特定的沃尔士码(Wi)210将输入的正交扩展数据取样282扩展成沃尔士码扩展数据取样286。
然后这些沃尔士码扩展数据取样286输入到积分器288，该积分器将数据取样286对预定的时间周期(T)积分并调节该输入数据取样286信号的增益。输入的数据取样286信号的增益由增益因子g1与g2乘积的负值(-g1-g2)进行调节，这些增益因子如前所述分别为第一与第三信号分量振幅A1与A3的函数。增益因子-g1·g3的确定也使得它能实现从三个信号分量的最大比率组合中的消减(即一个负因子)。此外，输入数据取样286的增益受到，预定时间周期(T)的调节使得输出信号290增益较好地反映了与每一输入数据取样286相联系的增益。积分器288的输出即是第二估计沃尔士扩展数据取样干扰信号290。这第二估计干扰信号290可选择地开关接入或输入到292一个信号处理器220。
第一与第二估计干扰信号的产生以上仅是通过例子的方式作出的。熟知本专业的人员明白，这种估计干扰信号的过程对于任何已知其足够的信息的其他干扰信号是可以继续进行的。
最后，信号处理器220以较佳最大比率将几个信号分量(例如信号分量216，236，256，270，和/或290)组合成一个信号沃尔士码解扩数据取样166信号。这一信号沃尔士码解扩数据取样166信号以一个固定的速率(例如19.2千样/秒)从信号处理器220输出。然后，沃尔士码解扩数据取样166信号以类似于图1中所示先有技术中方式得到较佳的进一步处理，而产生估计数据位180。
熟知本专业技术的人员明白，不能指望从有用信号中消除所有的干扰信号。于是干扰信号的信号强度能够同有用信号比较。而且仅仅是那些具有大于有用信号的信号强度的那些不希望的干扰信号才应该从合成的已解调的扩展频谱信号200中除去。如果较弱的不希望的干扰信号被除去，则有用数据信号可能部分地变坏。而且熟知本专业技术的人员明白，扩展频谱信号(例如，有用信号)当其信号强度大于干扰信号强度时是可以从合成信号中检测到并被恢复的。于是，从组合信号中除去其信号强度小于有用信号的干扰信号是不必要的，而且那样会不适当地增加检测和恢复有用信号的时间。
例如，在有用信号具有三个信号分量沃尔士码解扩数据取样信号216，236与256情形下，如果一个干扰信号具有比有用信号分量还强的信号强度，则该干扰信号就从组合信号沃尔士码解扩数据取样166信号中除去。比如，第一估计信号270可能有大于第三信号分量沃尔士码解扩数据取样信号256的信号强度，于是此估计信号应从组合信号沃尔士码解扩数据取样166信号中除去。于是第一估计信号270转接入信号处理器220的输入272。与此相反，第二估计信号290可能具有小于第三信号分量沃尔士码解扩数据取样信号256的信号强度而不应从组合信号沃尔士码解扩数据取样166信中除去。于是应第二估计信号290就不转接到信号处理器220的输入292上。熟悉本技术专业的人员明白，在本发明的要义之内另有一种信号质量或通信系统度量可用来判定那些干扰信号应从组合扩展频谱信号中除去。例如，可以通过对一预定的阀限分别与积分器214，234与254的调节增益(g1，g2与g3)的函数的比较来判定特定干扰信号的去除。
本较佳实施例噪声消除器的操作概括为图3中所示的流程图。具有第一和第二分量的扩展频谱信号经由一个通信信道接收(300)。其第一分量是在与第二分量不同的时间接收到的。又所接收的扩展频谱信号包含一个已知信号(例如，蜂窝通信系统导引信道信号)。对于接收的扩展频谱信号的第一和第二分量的接收的相位(Φ1，Φ2)与接收振幅(A1，A2)在302分别确定。于是，接收的振展频谱信号第一与第二分量在304解调并用最大比率组合。而且，估计信号在306是如下产生的用第一分量接收相位(Φ1)处的已知信号扩展在第二分量接收相位(Φ1)处的已知信号，用在第一分量接收相位(Φ1)处的信道选择扩展码扩展在第二分量接收相位(Φ1)处的已知信号，对一预定地的时间(T)各分扩展已知信号，以及调节作为第一(A1)及第二分量(A2)接收的振幅之函数的已求积的扩展的已知信号的增益。继而，扩展频谱噪声部分在310是如下消除的只要308处扩展的已知信号的积分形式的调节增益(g1g2)大于预定的阀限，则通过从已解调所接收的扩展频说信号中减去估计信号从所接收的扩展频谱信号中处理出来已知信号。然后，该扩展频谱信号接收过程将如下完成利用已知的扩展码在312对于收到的扩展频谱信号的已解调已处理的形式进行解扰。又所收到的已解扰的扩展频谱信号在314在预定范围的组块内进行解插。最后，在316按以下方式至少产生出一个估计数据位应用本质上类似于维特比译码算法的最大似然解码技术从所接收的已解插的扩展频谱信号中分出至少一个估计数据位。
虽然本发明已用某种程度上一个特例进行了说明和描述，所当理解的是实施例的这些透露只是以示例的方式作出的，而且在不偏离本发明权利要求的精神和范围之下熟悉本专业技术的人员是可以在部件的安排和组合以步骤上作出各种各样的变化。例如，专业人员知道在不偏离本发明权利要求的精神和范围之下上述的噪声消除技术可以在中频或基带频中实现。又上述较佳实施例通信系统的调制器。天线和解调器部分是针对经由无线通信信道传输的扩展频谱信号的。但是本技术专业人员明白，该通信信道也可以是电子数据总线，导线，光纤链或任何其他类型通信信道。
权利要求
1.包含有如下类型的扩展频谱噪声消除器的一种设备具有用于确定对于所接收的扩展频谱信号的第一和第二分量的接收相位和接收振幅的装置，该第一分量不同于该第二分量，该振展频谱信号包含第一和第二已知信号，其改进特征如下与上述确定装置操作耦合的噪声消除器，按以下方法消除所接收的扩展频谱信号中的扩展频谱噪声信号部分(a)用在第一分量接收的相位处的第一已知信号扩展在第二分量接收相位处的第二已知信号而产生一估计信号，并调节作为第一与第二分量接收振幅的函数的该扩展的第二已知信号积分形式的增益；以及(b)通过从收到的扩展频谱信号中减去该估计信号而由收到的扩展频谱信号中处理该第二已知信号。
2.权利要求1的设备，其中该扩展频谱噪声消除器的消除装置只有在该扩展的第二已知信号积分形式的受调节的增益大于一预定阀限情形下才由收到的扩展频谱信号中处理出该第二已知信号。
3.权利要求1的设备，其中该扩展频谱噪声消除器的消除装置通过利用在第一分量接收相位处的一个信道选择扩展码而进一步扩展在该第二分量接收相位处的第二已知信号来产生该估计信号。
4.权利要求1的设备，该设备还包括(A)解扰装置，它在操作上与扩展频谱噪声消除器耦合，用于对被处理的所接收的扩展频谱信号的已解调形式，利用已知的扩展码进行解扰;(b)解插装置，操作上与解扰装置耦合，用于对在预定规格组块中所接收已解扰的扩展频谱信号进行解插;以及(c)解码装置，操作上与解插装置耦合，用于通过利用最大似然解码技术从所接收的已解插的扩展频谱信号中导出至少一个估计数据位而产生至少一个估计数据位。
5.扩展频谱信号的一种处理说法，该方法具有以下步骤从一个通信信道接收具有第一与第二分量的扩展频谱信号，该第一分量不同于该第二分量，该扩展频谱信号包含第一与第二已知信号，随后对于接收的扩展频谱信号的该第一和第二分量确定接收的相位和接收的振幅，以及随后对所接收的扩展频谱信号进行解调，其改进的特征在于。通过以下步骤消除所接收的扩展频谱信号中的扩展频谱噪声信号部分(a)通过利用在第一分量接收相位处的第一已知信号扩展在第二分量接收相位处的第二已知信号而产生一个估计信号，对于一个预定的时间将该扩展的第二已知信号积分，以及调节作为所接收的第一和第二分量振幅的函数的被求积的扩展第二已知信号的增益;以及(b)通过从所接收的已解调的扩展频谱信号中减去该估计信号而由所接收的扩展频谱中处理出第二已知信号。
6.权利要求5的方法，其中消除噪声的步骤包括只有在扩展的第二已知信号积分形式的被调节的增益大于一预定的阀限条件下才由所接收的扩展频谱信号中处理出该第二已知信号。
7.权利要求5的方法，其中消除噪声的步骤包括通过利用在第一分量接收相位处的信道选择扩展码来进一步扩展在第二分量接收相位处的已扩展的已知信号。
8.权利要求5的方法，其中还包括(a)通过应用已知的扩展码解扰所接收的扩展频谱信号被处理的解调形式;(b)解插预定规格组块中的已解扰的所接收的扩展频谱信号;以及(c)应用最大似然解码技术从所接收的已解插的扩展频谱信号中导出至少一个估计数据位从而产生至少一个数据位。
全文摘要
提供了一种扩展频谱噪声消除器(182)。接收信号(200)中扩频噪声信号的部分是如下消除的利用第一分量相位处(204)的第一已知信号扩展(260)，第二分量相位处(224)的第二已知信号而产生一个估计信号(270)，调节作为两分量(216)(236)振幅函数的已扩展的第二已知信号的积分形式的增益(268)。然后通过从信号(200)的已解调形式(216，236)中减去(166)该估计信号(270)，而从所接收的扩频信号(200)中处理出来该第二已知信号。
文档编号H04B1/707GK1082287SQ9310806
公开日1994年2月16日 申请日期1993年6月28日 优先权日1992年6月29日
发明者尤金·布鲁克特 申请人:莫托罗拉公司