专利名称：解码非相干解调信号的方法和解码器电路及系统的制作方法
技术领域：
本发明涉及在利用二进制卷积编码和正交调制的扩谱通信系统中的接收机设计，具体涉及解码非相干解调信号。
在扩谱通信系统中所使用的一种调制技术是在通信信道内的宽频带上扩展传送信号，以便在不降低通信性能的条件下增加通信信道上同时通信用户的数目。将基带信号(例如带宽仅几千赫的话音信号)变换成占据许多兆赫宽的频带并在其上传送的信号。这是用扩展码扩展发送信号来实现的。扩展码包括有但不限于伪噪声(PN)码和沃尔什(Walsh)码。一个沃尔什码对应于哈达码(Hadamard)矩阵的一行或一列。例如，一个64维信道哈达玛矩阵可产生出64个互相正交的沃尔什码。一种典型的扩谱发送包括一个发射机和一个接收机，发射机用以扩展信息信号的带宽并发送该扩谱信号，接收机通过将接收的扩谱信号再映射成为原始信息信号的带宽，以便恢复所需的信息信号。
扩谱通信系统的接收机通常利用解调发送信号的方法和解码该解调信号的方法。一种最优解码度量(metric)可以计算出来，但因其复杂性而不符要求。先前的解码方法的性能显著地劣于最优量度的性能，先前的解码方法需要先知信息衰落统计特性。
据此，现在需要一种解码非相干解调信号的方法和解码器电路及系统，这种方法和解码器电路及系统要不象最优方法那样复杂，能得到比先有方法更好的性能，并与信道的衰落统计特性无关。
图1示出应用二进制卷积编码和正交调制的先有技术通信系统。
图2示出按照本发明实施解码接收信号方法的流程图。
图3未出按照本发明计算K个加权符号度量的步骤详细流程图。
图4示出按照本发明实施解码电路的方框图。
图5示出按照本发明应用解码电路解码接收信号的通信系统图。
图6示出按照本发明实施的接收机实施例的方框图。
图7示出按照本发明的计算信噪比估算值的步骤详细流程图。
总的来说，本发明提供了利用解码器度量解码非相干解调信号的方法、解码器电路及其系统，可以获得比先有技术更好的性能，比最优方法更为不复杂，并与信道的衰落统计特性无关。符号度量计算器从非相干解调信号中接收信噪比和符号，有效地产生加权符号度量。然后，应用符号度量“去交织”器对加权符号度量“去交织”。解码器根据“去交织”的加权符号度量产生一个解码比特序列。使用这样的方法、装置和系统，可使接收信号比先有技术更有效地解码。
参考图1至图6较全面地描述本发明。图1以标号100示出一个先有技术应用卷积编码和正交调制的通信系统。在通信系统的编码部分101中，业务信道数据比特102以特定的比特率(例如9.6kbps)输入编码器104。输入的业务信道数据比特可包含由声码器将话音转换的数据，或纯数据，或这两种类型数据的组合。编码器104利用一种编码算法将输入数据比特102以一种固定编码速率编码成为数据符号，该编码算法(例如卷积或分组编码算法)有利于数据符号随后最大似然解码成为数据比特。例如，编码器104以一个数据比特对三个数据符号(也即1/3)的固定编码速率编码输入数据比特102(以9.6kbps的比特率接收的)，以使编码器104以28.8千符号/秒的速率输出数据符号106。
该数据符号106然后输入符号交织器108。符号交织器108是一个分别地交织输入数据符号106的分组交织器；它不同于将数据符号聚群成为集、以在交织期间、这些集保持在一起的分组交织器。数据符号在符号交织器中个别地输入到一个矩阵内，以使该矩阵逐列地填充。数据符号从该矩阵内的各地点个别地输出，以使该矩阵逐行地变空。该矩阵典型是一个方矩阵，其行数等于列数。然而，其它的矩阵形式也可以选用，以增大在接连输入的非交织的数据符号之间的输出交织距离。由符号交织器108使用与输入时一样的数据符号率(例如28.8千符号/秒)输出交织的数据符号110。由该矩阵限定的数据符号分组的预定大小是从数据符号的最大数导得的，后者能够在一个预定长度的传输块内以预定的芯片速率传送。例如，如果从编码器104以18.8千符号/秒速率输出数据符号106，则传送这些数据符号106的芯片速率为228.8千符号/秒。如果例如传输块的预定长度是20ms，则数据符号106的预定块大小是28.8千符号/秒乘以20ms，等于576个数据符号。维数为18×32的矩阵正好适应这些576个数据符号。
交织的数据符号110然后输入映射器112。映射器112从该交织数据符号110中导出一个固定长度的正交码序列114(例如64-ary的沃尔什码)。例如，在64-ary正交信令中，交织数据符号110聚群成为6个集，以便选择64个正交码中的一个来代表6个数据符号的集。这64个正交码最好对应于来自一个64×64哈达码矩阵的沃尔什码，其中，一个沃尔什码是该矩阵的一行或一列。映射器112输出一个序列的沃尔什码114，它与以固定符号速率(例如307.2千符号/秒)输入的数据符号110相对应。
这个沃尔什码序列114从该通信系统的的编码部分101输出，再输入到该通信系统的发送部分116。序列114准备好由调制器117在一个通信信道发送。已调制的序列随后提供给天线118，以在通信信道120上发送出去。
调制器117最好用一个长的扩展码(例如伪噪声(PN)码)来扩展该序列114，为直接序列码划分扩谱发送准备好序列114。扩展码是一种用户专用序列的符号，或是一种独特的用户码，它以一个固定的芯片速率(例如1.228兆芯片/秒)输出。即使是多个发射占据同一带宽，长的扩展码也允许不同用户的传输单独地解调。独特的用户码通过加扰已编码业务信道沃尔什码，还可增强通信信道中通信的保密性。此外，码扩展的沃尔符号用一对短的扩展码(也即与长的扩展码相比较为短的)扩展，产生独立的I信道和Q信道的码扩展序列。这两个I信道和Q信道码扩展序列用于二相调制一对正交的正弦波和余弦波(a quadrature pair of sinusoids)。将该对正交的已调制载波相加，经低通滤波，再变为射频已调信号，又经放大和滤波，由天线118辐射出去，以完成通信信道120中业务信道数据比特102的发送。
通信系统的接收部分122经天线124从通信信道120上接收已发射的扩谱信号。由解调器126对接收的信号取样而得到数据样值。接着，将数据样值128和129输出到通信系统的解码部分130。
解调器126最好通过滤波、解调、从射频变频和以预定的速率(例如是1.2288兆样值/秒)取样接收扩谱信号。然后，用短扩展码和长扩展码使接收的取样信号相关，来独立地“去扩展”同相的取样信号(I)和正交的取样信号(Q)。当长码的扩展因数为4时，“去扩展”样值被分隔成4个样值为一组的多组，并相加。按照这种方式组合样值可将样值速率减小4倍，减小到样值速率等于沃尔什芯片速率，现在是307.2芯片/秒。
同相I128和正交Q129取样信号分别输入通信系统的解码部分130，该部分的作用是非相干地检测/解码取样信号。为了解码取样信号128和129，将两路取样信号的样值预定长度组(例如64样值长度的组)分别输入两个正交的码变换器132如134(例如快速哈达玛变换器)。正交的码变换器132和134输出多个输出信号133和135(亦即，当64样值长度的组为输入时，便产生64个变换器输出信号)。每个变换器的输出信号对应于一个置信度测量值，即取样信号对应于来自一个互正交码集内的一个特定正交码。此外，每个变换器输出信号具有一个有关的索引(index)，它指明互正交码集内哪一个特定的正交码对应于该变换器输出信号(亦即，当64样值长度的组为输入时，6比特索引为6个数据符号的序列，它们映射成该特定长度64比特长度的正交码)。接着，该组变换器输出信号133和135内的每个变换器输出信号由两个变换器输出平方电路136和138进行平方运算。然后，由加法电路140产生数目等于沃尔什码字数目的一组判决值142，该加法电路140将具有有关索引的每对平方的变换器输出信号(亦即，来自每个变换器输出信号平方电路136和138的一个输出信号)相加起来，而有关的索引指明了哪两个变换器输出信号对应于同一正交码。
该组的判决值142和有关的索引数据符号均输入一个选择电路144，它从该组判决值142中选择出最大判决值。选定的判决值146输入到度量计算电路150，它将选择的判决值定标度成为一个数值154，用来形成度量，用于个别的数据符号，它们随后用来形成跳变度量(transition metric)，用于最大似然解码技术。与选定的判决值(148)有关的索引(一个二进制符号序列)由映射电路152确定。乘法器158将每个索引符号156乘以定标度因子154，以对每个数据符号形成一个符号度量160。该符号度量是以等于编码器输出端上的数据符号速率的速度形成的。
数据符号度量160然后输入到符号度量“去交织”器162，以个别符号电平对数据符号度量160“去交织”。在符号度量“去交织”器162中，符号度量个别地输入到一个矩阵中，由该矩阵限定一个预定大小的软判决数据块。该符号度量矩阵逐行地被填充。“去交织”的符号度量164是从该矩阵内的各地点来的个别输出，于是该矩阵逐列地变空。“去交织”符号度量164是由符号度量“去交积”器162是以等于它们原先输入速率(例如是28.8 kmetric/s)相同的速率输出的。符号度量“去交织”器162的尺寸大小与符号交织器108的相同，因为它的工作与符号交织器工作相颠倒，并且每个数据符号具有一个符号度量。
“去交织”符号度量164输入到解码器166，后者利用最大似然解码技术来估算业务信道数据比特168。最大似然解码技术可利用基本上类似于维持比(viterbi)解码算法的一种算法来增广。解码器166利用一组数据符号度量154来形成一个度量，用于最大似然序列估算解码器166内每个可能状态的跳变。用来形成每个跳变度量集的“去交织”符号度量164的数目等于由每个输入数据比特102在卷积编码器104输出端产生的数据符号106的数目。每个集的跳变度量的数目等于由每个输入数据比特102在卷积编码器104输出端产生的数据符号106数目为幕的2的幕值。例如，当在发射机中应用1/3率的卷积编码器时，从每个输入数据比特102产生3个数据符号106。为此，解码器166应用3个“去交织”符号度量组164来形成8个跳变度量，用于最大似然序列估算解码器166的每次状态。估算的数据比特168是以等于该解码器输入端的数据速率的速率产生的。
鉴此，参照图1的标号100，上文已描述了一种先有技术的通信系统在编码和解码中利用二进制卷积编码和正交调制的情况。总的来说，先有技术通信系统含有第一部分101和116，用以编码输入数据比特成为数据符号，逐个符号地交织数据符号，将交织的符号映射成为正交码，调制并在一个通信信道上发送该正交码。先有技术通信系统还含有第二部分122和130，用以接收和解调从通信信道来的信号，将已解调信号的样值组变换成为一组置信度测量值，即每个特定的样值组对应于来自一个互正交码集内的一种特定正交码，选择出一个最大的置信度测量值和一个索引数据符号，后者识别对应于选定的置信度测量值的该特定的正交码，根据每个选定的置信度测量值和有关的索引数据符号产生数据符号度量，对每个接收的发送块内的数据符号度量“去交织”，然后根据“去交织”的个别符号度量组产生跳变度量，并应用最大似然解码技术从跳变度量产生估算的数据比特。
图2以标号200示出按照本发明实施解码接收信号方法的流程图。如果信噪比(SNR)不可应用，则在步骤208根据从接收信号的非相干解调来的M个输出中计算一个SNR估算值。然后，在步骤202，应用信噪比或接收信号的SNR估算值以及接信号的非相干解调的M个输出，为每个M-ary符号计算K个加权符号度量(这里，K是数据符号的数目)。然后，在步骤204，“去交织”加权符号度量，并输入到解码器。在步骤206，解码器应用“去交织”的符号度量产生一个解码比特序列。下文对这些步骤详细描述。当发送的信号被卷积编码时，解码器典型是一个维持比解码器。对于分组编码的信号，可以应用对应的软判决解码分组解码算法。解码器的输出是对应于解码码字的二进制输入序列。
图3以标号300较详细地示出按照本发明计算K个加权符号度量的步骤流程图。首先，在步骤302，对于每个对应于具体接收的M-ary码字的K个数据符号，选择一个最大值“1”输出，它代表相应数据符号为1的符号的M个输出中的最大者，在步骤304，选择一个最大值“0”输出，它代表相应的数据符号为0的符号的M个输出中的最大者。然后，在步骤306，对于K个数据符号的每个，得到最大值“0”输出与最大值“1”输出之间的差值。在步骤308，对应于K个数据符号的K个差值随后都乘以一个信噪比(SNR)函数，为功率控制组产生K个加权符号度量。在许多应用中，SNR可能需要估算。该差值乘以SNR的估算值是一种逼近的对数似然比。乘以一个诸如是平方根之类的SNR估算值函数也能用作一种近似的对数似然比，以得出较好的解码器性能。下文更详细描述这些步骤。
图4以标号400示出按照本发明实施的解码电路的方框图。解码电路400含有符号度量计算器406、符号度量“去交织”器410和解码器414。符号度量计算器406接收从非相干解调信号的输出402和信噪比SNR 404。从非相干解调信号的输出402通常是一个M-ary非相干解调器的平方输出，或几个M-ary非相干解调器输出的平方律组合。几个M-ary解调器的输出组合在一起的情况对应于接收机可应用分集接收的情况，例如TS-95系统的情况，信道的多径性质提供了分集性。在加权符号度量408的计算中需要信噪比404。加权符号度量408应用加权的信噪比只是对于信噪比随时间变化的信道才需要。信噪比在一个功率控制组(6个沃尔什符号)中大致恒定，允许为功率控制组估算平均的信噪比。在信噪比变化较慢或较快的系统中，信噪比估算的方法要随之改变。符号度量计算器406根据非相干解调信号的输出402和信噪比(SNR)404产生加权的符号度量408。符号度量计算器406提供的加权符号度量408传送到符号度量“去交织”器410，以产生“去交织”的加权符号度量412。“去交织”的加权符号度量412再传送到解码器414。解码器414利用“去交织”加权符号度量412产生解码的比特序列416。当发送的信号被卷积编码时，如在IS-95系统中，解码器414典型是一个维持比(最大似然)解码器。如果某种其它类型的分组编码是由发射机执行的，则使用相应的分组解码方法。这些分组解码方法包括最大似然解码方法和提供逼近最大似然解码性能的方法。解码器414的输出416是一个对应于解码码字的二进制序列。
图5以标号500示出利用本发明的解码电路400解码接收信号的通信系统。通信系统的例子是蜂窝电话系统和个人通信系统。通信系统500含有通信单元502和基站508，并与公共电话网514接口。基站508应用作为信道资源的、从天线516到通信单元502的前向链路506，与通信单元502通信。通信单元502应用作为信道资源的、从通信单元502到天线516的反向链路504，与基站508通信。基站508图示具有一个接收机510和一个发射机512，接收机510利用按照本发明的解码电路400从通信单元502接收通信，发射机512用以向通信单元502发送通信。
图6以标号600示出按照本发明实施的接收机的一个实施例方框图。系统600含有一个或多个M-ary解调器602，用以解调接收信号601。每个M-ary解调器602非相干地解调接收信号601的一个独立的多径分量，产生M个输出603。M个输出603利用平方律组合器604组合。平方律组合器604的输出然后由延时单元608延时，再输入到符号度量计算器406。符号度量计算器406从延时单元608接收延时的输出402和从SNR计算器606接收信噪比估算值404。信噪比估算值404是从平方律组合器604的输出端得到的。符号度量计算器406应用信噪比估算值404和平方律组合器604的延时输出402，产生加权符号度量408。由符号度量“去交织”器410“去交织”加权符号度量408。符号度量“去交织”器412的输出由解码器414使用，来产生解码的比特序列416。
接收信号601代表图5标号500中的天线516接收的信号。通信信道通常是多径信道，接收信号是发送信号的几个延时信号的线性总和。该种信道除了引入多径以外，还叠加单边频谱密度No的加法性白高斯噪声(AWGN)而使信号变坏。作为发射机使用长码伪噪声(PN)扩谱的结果，由一个以上的芯片造成的延时导致的具有延时的多径分量，可在相互无干扰的情况下被解调。
图7以标号700较详细地示出按照本发明的计算信噪比的估算值的步骤流程图。首先，在步骤702，限定信号加噪声的估算值作为M个输出中的最大值。然后，在步骤704，限定的一个噪声估算值为除了M个输出中的最大值以外所有M个输出的平均值。而后，在步骤706，计算该信号的一个估算值作为“信号加噪声”的估算值再减噪声估算值的差值。再后，在步骤708，通过将信号的估算值除以噪声的估算值，计算信噪比的一个估算值。附加的步骤710是一个可选的最后步骤，从信噪比估算值中减去与该信噪比估算值相一致的一个偏差值，计算出一个大致无偏的信噪比估算值。下文更详细地描述这些步骤。
针对符号度量计算器406而言，本系统具有几个独特的方面。首先，在反向链路上使用了功率控制，以使基站接收的功率维持在一个大致恒定的电平上。功率控制是将反向链路传输分隔成为一些功率控制组来实施的。典型的是，一个功率控制组由6个沃尔什符号构成，以使每20ms业务帧中有16个功率控制组。基站测量在一个功率控制组上接收的功率，然后，基站根据测量的功率是高于还是低于所需阈值，命令移动单元递增或递减发送功率一个固定增量或减量(例如1dB)。请注意，基站必须估算功率控制组的信噪比，以实现功率控制。
在一帧期间SNR不恒定的通信系统中，如果先知瞬时SNR并在解码过程中利用它，则可以极大地增强解码的性能(亦即帧差错率和比特差错率)。在本发明中，在功率控制组持续期间SNR大致是恒定的。“SNR只是大致恒定的”有两个原因。第一个原因是，虽然在功率控制组持续期间发射机功率保持恒定，但由信道引起的衰落是一个连续的随机过程；鉴此，尽管在功率控组持续期间所需发射的发射功率保持恒定，而由基站接收的能量是不恒定的。SNR在功率控制组持续期间只是大致恒间定的第二个原因是因为干扰也随时间变化。如果干扰发射的功率控制组与所需功率控制组的发射相一致，则在功率控制组持续期间所干扰发送的能量是恒定的。然而，干扰也经受时间变化衰落的过程，以使基站接收的干扰能量是不恒定的。不过，尽管SNR在功率控制组内变化，但与构成一帧的16个功率控制组内相比，一个功率控制组内SNR的变动要小得多。
对于功率控制组内的第P个M-ary符号，1≤p≤6，令矢量Z(P)＝(Z1(P)，Z2(P)，KZM(P))表明平方律组合器604的矢量输出，则第p个M-ary符号可以分别具有噪声和信号的估算值为N^0(p)=Σ{k=zk(p)≠zmax(p)}zk(p)/63---E^w(p)=zmax(p)-N^0(p),]]>式中，Zmax(P)＝max{ZK(P)}。然后，由下式得出该功率控制组的一个估算值 E^W/N^0=(Σ1≤p≤6E^W(p))/(Σ1≤p≤6N^0(p)).]]>
这个估算值的基本原理是，平方律组合器604的最大输出通常对应于发送的沃尔什符号。当然，最大输出并非总是对应于发送的沃尔什符号，尤其是在SNR小的时候。为此，估算值 的平均值总是大于实际值EW，估算值 的平均值总是小于实际值No。因形成这个估算值的样值数目而使 的偏差很小。根据同样理由， 的方差也小。因估算值 的偏差是No的函数，故通过从估算值EW中减去与估算的噪声电平 相一致的偏差值，可以得出一个大致无偏差的估算值 。估算值 和SNR估算 构成了SNR计算器606的内容。
还有另一种估算SNR的方法，在某些实例中可得出更好的性能。在这个另一种方法中，噪声估值如前所述，亦即，解调器除了最大值之外的全部输出都基于噪声。噪声密度的估算值是通过对与噪声相对应的整个功率控制组取解调器输出的平均值来计算得出的。请注意，因一个功率控制组中噪声输出的数目典型值为378，故对于一个功率控制组中一个或多个符号来说，如果解调器最大输出并不对应于发送信号，则噪声估算值只是轻微地被损坏。该噪声估算值用来归一化解调器最大输出。信噪比的最大似然估算值 由下式得出，E^w,ml/No^=maxprob(Zmax|No=N^o,Ew=x)]]>解调器最大输出的条件密度作为归一化信号能量的函数，仅与接收机中组合的多径分量的数目有关。因接收机控制这个数值，故接收机知道组合的多径分量数目。使用一个查表程序可以实现信噪比的最大似然估算。每个多径分量需要一个单独的表。
就符号度量计算器406而言，通常，对于具有二进制表示(bq，1，bq，2，……bq，6)的一个任意的M-ary符号q，将一个度量指配给该q的二进制表示中的每个比特，以在维特比解码器414中使用。
维特比解码器的最佳解码度量是对数似然比，下文将详述。对于每个索引i，1≤i≤6，令S0i代表在第i个位置时二进制表示为0的M-ary符号的集，令S1i代表互补集。在一个M-ary符号的二进制表示的第i个位置时，一个二进制符号bi的对数似然比由下式计算log(p0i(bi,z)p1i(bi,z))=(-1)bilog(Σj∈S0′zj(m-1)/2Im-1(22zjEw/N0)Σk∈S1′zk(m-1)/2Im-1(22zkEw/N0)).]]>式中，Ia(x)代表的第一类第a阶修改贝塞尔(Bessel)函数，z是平方律组合器604的输出。
因涉及的计算的数量和复杂性而使最佳接收机度量太复杂不能实现。较简单实施的另一种度量如下所述。令Zji，max代表Sji集的最大元素。参考上文所述的对数似然比。因式中分子和分母和分别由与S0i和S1i的最大元素所对应的项决定，故可以采用下文提出的用以简化度量计算的两种可替代的解决方案中的任一种。
第一种方案是用分子和分母的最大值项来逼近分子和分母。然而，由于由此得到的近似仅取决于Z0，maxi和Z1i，max，所以更直接的途径是为二进制符号bi确定一个对数似然比，它只利用量值Z0i，max和Z1i，max。仅基于Z0i，max和Z1i，max的bi的对数似然比由下式计算log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y))=]]>(-1)bilog((fncm(x)Fcm(x)+(M2-1)Fncm(x)fcm(x)fncm(y)Fcm(y)+(M2-1)Fncm(y)fcm(y))fcm(y)Fcm(y)fcm(x)Fcm(x)).]]>式中，fcm(x)=xm-1e-x(m-1)!,Fcm(x)=1-e-xΣj=1mxj-1(j-1)!]]>(x/2(Ew/N0))(m-1)/2e-(x+2Ew/N0)I0(22xEw/N0),]]>Fncm(x)=1-Qm(2Ew/N0,2x),]]>其中，Qm代表普通化Marcum的Q函数。
由于存在指数和普遍化Marcum的而使简化的对数似然比的仍然难以估算。然而，下面的简易表示式是对数似然比的满意逼近log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y))≈c1(-1)bi(Ew/N0)(x-y)]]>常数C1在解码器选择的那条通路上是无效的，为此，在实施中，可以任意地设定。估算的SNR插在上式中可得到bi的加权符号度量这由下式表示log(p0i(bi,z0,maxi=x,z1,maxi=y)p1i(bi.z0.maxi=x,z1,maxi=y))≈c1(-1)bi(E^w,u/N^0)(x-y).]]>
符号度量计算器406利用从延时单元608来的和从SNR计算器606提供的SNR估算值404来的两个输入，计算加权符号度量。延时单元608插入准确地为一个功率控制组(6个沃尔什符号)的延时，以使符号度量计算器406所需的SNR估算值可以由SNR计算器计算。符号度量计算器406的输出然后送往符号度量“去交织”器410。符号度量“去交织”器的操作是发射机中符号“交织器”所执行的操作的逆反。
在‘去交织“之后，度量送往解码器414(它通常是维特比解码器)。由于符号度量在这里限定，故维特比解码器选择具有最大度量的码字，亦即，维特比解码器解码属于卷积码的序列{bi}i＝1576(卷积码的个别二进制符号度量之和为最大)。解码器414的输出416是与解码的码字相对应的二进制输入序列。
本发明提供了一种用以在通信系统中解码接收信号的方法和解码器电路及系统。相对于先有技术的解决方案，本发明可以明显降低达到给定的比特差错概率或帧差错概率所要求的信噪比。此外，本方法和装置对于在背景噪声No随时间变化的环境中工作所导致的质量损伤较不敏感，而随时间变化的背景噪声电平No是能实施本发明的环境的特征。还请注意，为达到一个给定的通信可靠性等级所需的信噪比的任何减小，直接对应于本发明工作所在的CDMA系统中容量的增加。最后应当注意，本方法不复杂，足以能在接收机中计算加权符号度量。
虽然，上文描述了示例性的实施例，但对本领域的技术人员显然可以作出许多变更和修改，且不偏离本发明。据此，所附的权利要求书限定的本发明的精神和范围覆盖了所有这些变更和修改。
权利要求
1.一种用以在通信系统中有效地解码非相干解调信号的方法，其中，非相干解调信号含有多个M-ary符号，每个符号具有M个输出，和对应于K个数据符号，这里M等于2K，该非相干解调信号与一个信噪比有关，其特征在于，该方法包括以下步骤1A)根据该信噪比和M个输出，为每个M-ary符号计算K个加权符号度量，以产生多个加权符号度量；1B)利用符号度量“去交织”器，使这多个加权符号度量“去交织”，以产生多个“去交织”的加权符号度量；1C)利用解码器，解码这多个“去交织”的加权符号度量，以产生出一个解码信号。
2.权利要求1的方法，其特征在于，在步骤1A中，信噪比是一个估算值。
3.权利要求1的方法，其特征在于，该方法还包括一个初始步骤，根据M个输出，计算信噪比估算值，和选择3A-3B中的一个3A)计算信噪比的估算值应用最大似然估算(MLE)；3B)计算信噪比的估算值还包括以下步骤3B1)限定信号加噪声的一个估算值作为M个输出的最大值；3B2)限定一个噪声估算值为除了M个输出的最大值以外的所有M个输出的平均值；3B3)计算一个信号估算值为“信号加噪声”的估算值减噪声估算值的差值；3B4)将信号的估算值除以噪声的估算值，计算出信噪比估算值；可选择，3B5)本方法还包括一个最后的步骤，从信噪比估算值减去与该信噪比估值相一致的一个偏差值，以计算一个大致无偏差信噪比估算值。
4.权利要求1的方法，其特征在于，为每个M-ary符号计算K个加权符号度量还包括以下步骤4A)选择K个最大值“1”输出，即K个数据符号的每个为1，其中一个最大值1输出是M个输出中的最大者，其相应的数据符号为1；4B)选择K个最大值0输出，即K个数据符号的每个为1，其中一个最大值0输出是M个输出中的最大者，其相应的数据符号为0；4C)确定K个最大0输出与K个最大1输出之间的K个差值；4D)将该信噪比的一个函数乘以K个差值的每个，以产生K个加权符号度量。
5.权利要求4的方法，其特征在于，包括至少5A-5C之一5A)在步骤4D中，该信噪比的该函数是该信噪比的一个估算值；5B)在步骤4D中，该信噪比的该函数是该信噪比估算值的一个非线性函数；5C)在步骤4D中，该信噪比的该函数是该信噪比估算值的一个平方根。
6.权利要求1的方法，其特征在于，在步骤1C中，利用一个维特比解码器来解码非相干解调信号的值。
7.一种解码器电路，用以在通信系统中有效地解码非相干解调信号，其中，非相干解调信号含有多个M-ary符号，每个符号具有M个输出，和对应于K个数据符号，这里M等于2K，该非相干解调信号与一个信噪比有关联，其特征在于，该解码器电路含有7A)一个符号度量计算器，用以接收该信噪比和代表符号的M个输出，并为每个M-ary符号计算K个加权符号度量，以产生多个加权符号度量；7B)一个符号度量“去交织”器，可操作地耦合到符号度量计算器，用以“去交织”多个加权符号度量和产生多个“去交织”的加权符号度量；7C)一个解码器，可操作地耦合到符号度量“去交织”器，用以接收多个“去交织”的加权符号度量，根据每个“去交织”的加权符号度量产生一个解码的比特序列。
8.权利要求7的解码器电路，其特征在于，包括至少8A-8B之一8A)在符号度量计算器中，信噪比是一个估算值；8B)该解码器是一个维特比解码器。
9.一个具有解码器电路的系统，用以有效地解码接收信号，其中，利用M-ary调制对接收信号二进制编码、比特交织和解调，这里M＝2K，k是数据符号的数目，其特征在于，该接收系统包含有9A)一个M-ary解调器装置，用以响应接收信号，产生非相干解调信号；9B)一个平方律组合器，可操作地耦合到M-ary解调器，用以根据非相干解调信号产生M个输出；9C)一个信噪比计算器，可操作地耦合到平方律组合器，用以根据M个输出计算信噪比；9D)一个延时单元，可操作地耦合到平方律组合器，用以根据从平方律组合器来的代表符号的M个输出、产生M个延时输出；9E)一个符号度量计算器，可操作地耦合到信噪比计算器和延时单元，用以接收信噪比和M个延时输出，产生多个加权符号度量；9F)一个符号度量“去交织”器，可操作地耦合到符号度量计算器，用以利用多个加权符号度量、产生多个“去交织”的加权符号度量；9G)一个解码器，可操作地耦合到符号度量“去交织”器，用以根据多个“去交织”的加权符号度量、产生一个解码的比特序列。
10.权利要求9的系统，其特征在于，包括至少10A-10B之一10A)该M-ary解调器装置是由多个M-ary解调器组成的，用以解调接收信号的多个多径分量；10B)该信噪比计算器根据接收信号的一个预定功率控制组、产生信噪比。
全文摘要
利用一种不复杂的、与信道的衰落统计特性无关的系统有效地解码非相干解调信号。符号度量计算器(406)从非相干解调信号(402)接收信噪比(404)和符号，有效地产生加权符号度量(408)。然后利用符号度量“去交织”器(410)“去交织”加权符号度量。解码器(414)根据“去交织”的加权符号度量(412)，产生一个解码的比特序列(416)。
文档编号H04L1/00GK1136372SQ95190954
公开日1996年11月20日 申请日期1995年7月19日 优先权日1994年9月28日
发明者科林·戴维德·弗兰克 申请人:摩托罗拉公司