专利名称：测距应用中的扩频接收机的多径差错的降低的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于导航系统和其它测距应用的数字无线电接收机，其中被接收的信号采用伪随机噪声(PRN)类的码进行编码。本发明专门用于多径衰落严重的环境中。
美国政府已经在轨道上放置了一些卫星，用来作为全球定位系统(GPS)的一部分。一个GPS接收机接收来自于若干个这些卫星的信号，并且可以确定出非常精确的参数，例如方位、速度和时间等。这种技术同时具有军事和商业的用途。一个主要的军事用途是使飞行器或轮船上的接收机可以持续不断地确定飞行器或轮船的方位和速度。商业用途的一个例子包括高精度地测量并准确地确定一个固定点的方位，或两个固定点之间的距离。另一个例子是用来产生高精度的定时参考。
为了实现这个功能，每个卫星不断地发射二个L-波段信号。接收机同时检测这些来自于几个不同卫星的信号，并对它们进行处理以从信号中提取信息，以便计算出所需的参数，例如方位、速度或时间等。美国政府已采用了卫星传输的标准，以便使他人可以通过建立用于特定目的的接收机来利用这些卫星。有关这些卫星传输的标准在RockWell国际公司的一个“接口控制文件”中有详细的阐述，文件名是“Navstar GPS Space Segment/Navigation User Interface(领航卫星GPS空间段/导航用户接口)”，发表日期是1984年9月26日，修改于1986年12月19日。
简单地说，每个卫星在1575.42MHz的载波，通常表示为1540f0，其中f0＝1.023MHz，上发送一个L1信号。由每个卫星所发射的第二个L2信号的载波频率为1227.6MHz，或1200f0。每个这种信号都在卫星内由至少一个对于该卫星而言是唯一的伪随机信号函数调制。这样就形成了抵抗无线频率噪声或人为干扰的扩频信号。它还允许来自于多个卫星的L波段信号在接收机中被分别确认和分离。一个这种伪随机函数是在卫星内对L1和L2载波进行调制的精确编码(“P-码”)。P-码的时钟频率为10.23MHz，因而使得L1和L2信号的带宽为20.46MHz。该种编码的长度为7天；也就是说P-码模式每隔7天重新开始。另外，每个卫星的L1信号被一个第二伪随机函数或一个唯一的准确捕获码(“C/A码”)调制；C/A码的时钟频率为1.023MHz，它的模式每毫秒重复一次，即包含有1023比特。而且，L1载波还被提供有卫星标识、状态等某些信息的50比特每秒的导航数据流所调制。
在接收机中，在对那些卫星信号解调的过程中，对应于已知的伪随机函数的信号被产生，并且与调制到卫星信号上的那些信号的相位对准。被跟踪的来自于每个卫星的载波的相位是由每个卫星信号与本地产生的伪随机函数进行相关的结果测得的。来自于若干卫星的载波信号的相对相位被接收机作为用来计算所需的距离、速度、时间等的最终数值的测量参数。因为P-码加密函数(Y-码)将被美国政府分类，所以它们只能在军事用途中使用，GPS的商业用户必须只能直接地使用C/A码伪随机函数。
前苏联政府在轨道上放置了一个类似的被叫作GLONASS的卫星定位系统；有关它的标准的更多的信息可在RTCA报告No.518-91/SC159-317的“全球卫星导航系统GLONASS接口控制文件”中找到，由Glavkosmos空间设备工程部，前苏联的GLONASS官方负责组织，所批准。尽管在此所描述的本发明是用于美国GPS系统的，它也适用于被设计用来获取GLONASS信号的接收机或任何使用伪随机噪声序列进行测距的射频系统。
影响所得到的距离、速度等的测量的最终准确度的主要因素之一是信号相位测量的准确度。如果除了直接的视距传播信号之外，还接收到了一个多径衰落信号，那么这个相位测量的精度将会发生改变。比如，C/A码的相位是由一个延迟锁相环(DLL)相关器所决定的，其中内部产生的C/A PRN码序列的相位在一个控制环中被调整，以使误差信号最小。DLL在一个信号相关器中使用内部产生的码的超前-延迟版本，该相关器是DLL的一部分。许多这种接收机使用一个PRN码元的超前-延迟版本之间的时间间隔。(一“码元”是该码在一个+1或-1时所保持的时间。)在这种接收机内的DLL的工作将受到任何所出现的多径信号的影响，从而产生跟踪误差。DLL的相位锁定的条件不仅由为了消除相位测量误差所需要的视距信号控制，而且也受到多径信号的影响。
在异相的条件下由多径畸变所产生的误差可以通过缩短DLL中的超前延迟相关器之间的延迟间隔来使之减少。尽管这种技术通过减小较弱的多径信号的环路增益，多少减少了所接收的多径信号的影响，所得的结果依然不准确。不管多径信号中存在着什么延迟，都不可能通过简单地缩短超前延迟的延迟间隔完全地消除跟踪误差。
因此，本发明的一个主要的和基本的目标是进一步减小，甚至在某些情况下消除当一个PRN编码信号的一个或几个多径版本出现时所产生的相位测量误差。
本发明的这个目标和其它目标概括地说是由所提供的一个DLL相关器来实现的，该相关器对本地产生的PRN码与从卫星或从其它源接收的在射频中编码的PRN码之间大多数范围内的相差的环路增益为零；而与此同时对位于零相差附近的一个工作相差区提供了一个有限大小的环路增益。因此，DLL的作用就是使一个相对相位在窄工作相位窗中的接收信号的误差信号减为最小，并且不受在窗外环路增益为零的区域中的该信号的多径版本的影响。本发明展现了一个码环路误差，该误差对于远多径延迟几乎为零，实际上消除了远多径对于伪距测量精度的影响。这种改进并不是以近多径的性能作为代价来获得的，尽管在这种情况下其性能类似于窄带相关器。
在本发明的一种形式中，射频信号最初是由让DLL作为一个窄带相关器工作来捕获的，这时在整个相差的范围内都有一些增益。当信号是通过将DLL锁定到视距信号和多径信号的复合信号上而被捕获时，DLL就切换到只对一个小的中心区域提供环路增益，从而识别出信号。
根据本发明的一个具体的目标，这种DLL响应是由所提供的多个具有不同的超前-延迟时延的并联的超前-延迟相关器所提供的。相关的结果被算术相加。环路响应的中心相对相位的工作范围的大小是由相关器所选的特定的超前-延迟的延迟值来设定的。在下文所描述的实施例中，使用了二个相关器，其中一个相关器的超前-延迟的延迟为0.1码元，而另一个相关器的超前-延迟的延时为0.05码元。在射频信号的最初捕获的阶段，使用了具有较大超前-延迟的相关器。
根据本发明的另一个特定的目标，所需的DLL响应是通过使用特定的选通信号与一个累加器/积分器的组合来获得的，而不是采用本地产生的PRN码的超前-延迟版本。这些选通信号的持续时间小于一个码元，并当与输入信号码同相时，将在码的+1和-1之间的跳变中产生。选通信号具有相等的正负面积，并且在中心具有正的或负的极性，该极性表明它所代表的PRN码的跳变是正向还是负向的。在射频信号的最初捕获的过程中，选通信号的波形为在码跳变时刻产生的简单的正的或负的脉冲。
本发明的其它的一些目标，优点和不同方面的特点可以从下面它的优选的实施例的描述中明显地看出来，这些描述应与附图一同给出。
图1所示的是被一个GPS接收机同时接收的视距信号和多径信号；图2和图3所示的是向量形式的视距信号和多径信号；图4是一个延迟锁相环(DLL)相关器的总的方框图；图5A-5D是图4的电路的一次工作的曲线；图6A-6C是图4的电路的另一次工作的曲线；图7和图8所示的是图4的DLL电路的变更形式的电路的方框图；图9A-9D所示的是图7和图8的DLL电路的工作曲线；图10大致地描述了另一种类型的采用门信号来产生本地代码的相关器；
图11A-11D所示的是运行图10的电路的几种方式；图12是图11D的一部分的一个放大版本；图13所示的是以三种方式运行图7、8和12的DLL相关器的结果；图14是体现本发明的不同特点的一个完整的接收机的方框图；图15是图14的接收机的下变频电路，及定时参考电路以及采样电路的方框图；图16是图14的接收机的一个信道的方框图；图17所示的是图14的接收机的每个信道中使用的载波数控振荡器；图18所示的是图16的信道的PRN码发生器，以及它们的数控振荡器；图19是在图16的信道的电路中使用的准时相关器的方框图；图20是在图16的信道的电路中使用的DLL相关器(同相和正交)的方框图；和图21A-21D所示的是可能在图10的电路中产生的交替的门信号。
参考图1，就全球定位系统(GPS)而言，对本发明的不同的方面进行了描述。一个GPS接收机201包括有一个用来从卫星207接收信号205的天线203。除了直接从卫星207接收的所需的视距信号205之外，天线203还接收了该信号的第二版本，即一个延迟的多径信号209。多径信号的延迟是因为它在到达天线203时所经过的距离比视距信号205要长一些。图1中所示的多径信号是由山211或其它物体反射得来的。尽管本发明仅简单地以一个多径信号作为参考进行说明，天线203有可能同时接收到若干个延迟版本的视距信号。因为GPS接收机和用在其它应用中的其它的测距接收机是通过测量所接收信号的相位来工作的，一个多径信号将使该任务极大地复杂化。
已经在天线的设计中做了不同的尝试来限制反射信号的接收。然而，这是困难的，因为天线通常需要保持广角特性，以便同时接收来自于几个分布得相当远的卫星的信号。还尝试了将天线安放在尽可能高的位置，以便使地面和建筑物的反射减为最小；或是仔细地安放天线的位置使之避免接收反射信号。尽管这些技术可能与本发明联合采用，本发明在接收机的内部采用了不同的信号处理技术来识别所接收的多径信号。
参考图2和图3，向量213代表的是所接收的视距信号，另一个向量215所代表的是所接收的多径信号。多径信号215到达天线203的时间与视距信号213相比有一个延迟τ。从图中可看到，与视距信号相比多径信号的强度要小一些，图中用一个较小的向量215来表示。在这里用α来表示这些强度的比值。
图4所示的是在GPS接收机中一般使用的延迟锁相环(DLL)相关器。所接收的信号217可以是由天线203所获取的经过某种放大后的射频信号，但通常为比天线203所接收的信号的频率范围低得多的一个中频信号。而且，在这种GPS接收机的环境中，为每一个由接收机天线接收的卫星信号的一个单复合信号提供了一个独立的这种DLL相关器。接下来每个DLL相关器对从一个特定的卫星发射的那部分输入信号进行处理。此外，图4中所示的信号处理通常在数字域中完成，采用了一个模拟-数字转换器将输入的中频信号数字化。该信号由一个非常高速的采样时钟数字化。
所接收的任何形式的信号217都将在混频器219中与所接收的信号217的载波的复制信号221进行混频。本地载波由一个相应的电路223产生，本地载波信号221的相位由输入控制信号225所调整。图4中没有画出用来使载波发生器223与所接收信号的电路同步的环路，因为这是一个普通的设计。但是，在混频器219的一个输出处的信号227的处理却被更详细地画出出来，因为本发明的主体就是这儿的处理过程。信号227是所接收的信号，但其载频已被改变。将该信号输入两个混频器229和231中，这两个混频器接收加载在所接收信号上的PRN码的复制信号228和230。这些复制信号对于“准时”复制信号245而言在相对相位上分别是“超前”和“延迟”的关系。这些复制信号来自于接收机内的一个本地码发生器233。在GPS系统中，至少对于C/A码而言，加载在所接收信号上的码是已知的，并且可以在接收机的内部产生。在本地所产生的码的相位由相位控制信号235所调整。另外，在有些接收机中，本地码发生器233的另一个输入237允许对本地产生的码的超前延迟复制信号之间的延迟进行调整。
混频器229和231的输出分别被输入相应的累加器/积分器239和241中。累加器239和241的输出在另一个混频器243中进行算术相加，混频器243的输出是一个误差信号，该误差信号被输入至本地码发生器233的输入235，从而对其相位进行调整。图4中的环路是用来将本地码发生器233的相位与加载在接收信号217上的码的相位进行锁定。尽管本说明是对加载在GPS卫星的L1信号上的C/A码给出的，同样的原理对许多应用都是适用的，尤其是对于其它测距应用而言。
可参考图5A-5D的曲线来帮助理解图4中的DLL相关器的工作。如果将本地码发生器233的准时输出245作用于一个累加器/积分器239或241类型的累加器，将会产生如图5A所示的输出特征曲线。如果这个准时复制信号正好与所接收信号217的PRN码同相，那么这样一个累加器的输出将在图5A的三角形输出特征曲线的中线247处最大。如果这两者之间的相位有些偏移，那么这个累加器的输出将根据本地码相对于所接收信号的PRN而言是延迟还是超前而在三角形的一边或另一边移动，以从这个峰值处减小。
尽管在GPS接收机中本地码发生器233的准时输出通常有其它用途，图4中的DLL相关器对该码的前后版本228和230进行操作。图5B所示的是与本地超前码比较后累加器239的特征输出；而图5C的曲线是与本地延迟码比较后累加器241的输出函数。在这个典型的例子中，本地产生的超前延迟PRN码之间的间隔为一个码元。也就是说，延迟码230与超前信号228相比延迟了一个PRN码元。这个固定的延迟在此用“d”代表，并且在图5B中被标出。换一种方式来说，如图5中沿着X轴的相对相位的刻度所示，超前码函数比准时版本早半个码元出现，而延迟码比准时版本晚半个码元出现。如图5B和5C中所示，通常可以容易地定出超前和延迟相关器的输出对于中心同相基线247的位置。
图5D所示的是从图5B的相关器函数中减去图5C的相关器函数所得到的误差信号235。当本地码发生器233正好与所接收信号217的PRN码锁定时，在同相点247处，其结果是一个零误差信号。当相位未对齐时，正如所熟知的，该误差信号将会沿着图5D曲线的正向或负向移动。这种误差信号将使本地码发生器233的相位朝着使该误差信号最小的方向移动，从而使本地码发生器233与输入信号保持锁定。
然而，如果除了所需的视距信号之外还接收了一个或多个多径信号时，图4的DLL相关器将受到这两者的影响。如果仅有视距信号213存在时，图4的电路将使它与中心零相位参考线247对齐。但是，因为同时被接收的多径信号215，本地码发生器233“锁定’在它们附近的某个相位的虚构信号上，如图5D中所示。也就是说，图4的电路锁定在一个位于视距信号和多径信号的相位之间某处的输入码相位上。尽管由于反射所造成的衰减使多径信号与视距信号相比，强度较低，但是由于图5D中的曲线较陡，它的效果可以非常显著。由多径信号的强度和由箭头215所指的点处的曲线的值一起来决定多径信号对这个锁相操作的影响的程度。视距信号向量213将工作在与多径信号矢量215同相点247附近。这样，因为GPS接收机所做的测量绝大部分取决于卫星信号中的C/A码的接收机的相对相位的准确则量，所以多径信号的这个影响对最终的测量的准确度来说非常显著。
有人建议，为了减少多径信号的影响，所产生并输入到接收机中的超前和延迟码之间的延迟应该大大地减小。图6A-6C中所示的是延迟d＝0.1码元时的效果。图6A所示的是在这种情况中超前累加器239的输出。类似地，图6B所示的是图4的延迟累加器241的输出。图6C所示的是加减器243的误差信号输出。可以注意到，由于误差信号函数的幅度显著地减小，多径信号215的影响明显地减小。可从图6C中看出，误差信号曲线在多径信号向量215的相对相位处的强度比例图5B中的小得多。结果是在图6C中所示的稳定的锁相状态下，视距信号向量213比视距信号距所需的锁相位置247要近得多。
然而，正如可从图6C中看到的，尽管图4的DLL相关器以十分之一码元的超前-延迟本地PRN码相位差工作，DLL仍然没有锁定于视距信号。图6C中的误差ε比起图5D中的来说是有所减小，但并没有消除。多径信号导致产生该误差，并因此降低GPS接收机可以达到的精度。根据本发明的一个特点，通过组成图7中所示的那种类型的DLL相关器，其中二个超前-延迟相关器被算术合并，多径信号的影响在某些情况可以被消除，而在另一些情况下可被进一步减小。参考图7，载波混频器219的输出227被输入至两个并行联接的相关器中。第一个相关器包括有混频器251和253，它们的输出被送入加减器255。然后，后一个混频器的输出被送入累加器/积分器257中。类似地，第二个相关器包括有混频器259和261，它们的输出被送入加减器263。该加减器的输出被送入累加器/积分器265。
第一个相关器的混频器251接收来自于一个本地码发生器(图7中没有画出)的超前码的复制信号267。类似地，混频器253接收延迟码的复制信号269。结果是累加器的输出271具有图9A中所示的形式。超前和延迟复制信号267和269之间的延迟被设定为d。这与规定超前信号267超前中心参考相位279(图9)d/2和延迟本地码269落后参考t d/2是一样的。可以看出图9A中所示的输出271的形状与图6C类似。
然而，并没有仅仅依靠该相关器的输出，第二相关器接收本地产生码273和275，这两个本地产生的超前和延迟码之间的相差为2d。图9B所示的是累加器265的输出277。可以看出图9B的曲线大致上也和图6C的形状相同，但与图9A不同的是它有一个具有较长的斜坡的中心部分。这也导致曲线的水平部分的幅度比图9A的那部分曲线的强度大。
在另一个加减器283中将这两个输出进行合成就可获得图9D中所示的形式的误差信号285。这种特征曲线具有很大的优点，因为它包括了误差信号为零的扩展部分287和289。这是通过在将累加器的输出271和277在混频器283中合成之前，用一个参数278将累加器的输出277的幅度减半(从而产生了图9C的曲线)来完成的。这个衰减的强度与两个超前-延迟相关器的宽度的差存在数学关系。实际上，在加减器283中，将图9C的曲线从图9A的曲线中减去，从而得出了所需的图9D的误差信号的特征曲线。工作区281存在于同相点279附近，其中图7的电路对本地码发生器进行调整以使图9D的误差信号在同相点279处为零。然而，任何在区域287或289中有相对相位的信号不会影响环路的同步。正如图9D中所示，本地码发生器可以在不受多径信号215的任何影响的情况下，准确地锁定在视距信号213上。只要在一个码元段内，向量213和215之间的相位的延迟τ大于工作区281的相位延迟时，这就将发生。这样，在这种情况中，多径信号对DLL相关器的影响完全地被消除了。
因为零误差信号区287和289的持续部分较宽，所以最初获取信号的时候会比较困难。也就是说，当接收机首次加电时，如果本地码发生器的相对相位导致视距信号213落在区域287和289两者之一时，将没有对本地产生的码的相位进行调整时所用的误差信号。因此，提供了一个开关291(图7)用来在初始的信号捕获的过程中，将第二相关器从电路中断开。这样，在这种信号获取的过程中，图9B的相关器输出特征曲线并不存在，而只有图9A的输出特征曲线。因此，在这个初始的信号捕获期间，多径信号会有一些影响，但这种技术的目的是将视距信号213带入工作区281中。一旦这发生后，开关291被闭合。这样就消除了多径信号的影响。DLL相关器将视距信号213带到了与同相位置279完全重合的位置。
定量地说，发现当d＝0.1码元长时可以得到满意的结果。这意味着工作区281为0.1码元这样一个非常窄的区域。在这个例子中，第二相关器的超前-延迟相位是第一相关器的二倍，其中图9B中给出的是第二相关器的输出，图9A所示的是第一相关器的输出。这使得每个零误差信号区287和289的持续时间为0.8码元，可能得到的相对相差的80％是在本地码和所接收信号的PRN码之间。
图7和图9的相关器中的具体参数中有许多变量，可对这些变量进行选择来控制该相关器的工作。为两个相关器所选的特定超前-延迟相差可以在一个大的范围之内，只要它们互不相同，该相差的大小取决于某个特定的应用和所要达到的要求。但通常最好是使图7的两个相关器之一有一个超前于同相锁定位置t1/2k的超前PRN码和在t之后1/2k的它的延迟PRN码。类似地，第二相关器有一个超前tN/2k相位的超前PRN码和一个滞后tN/2k相位的延迟PRN码。N和k为整数，其中N小于k。在所给的例子中，N＝2而k＝10。如果遵循这些限制条件，图7的参数278的比例因子将保持为1/2。如果在两个相关器之间存在有某些其它关系，那么为了当从图9A的累加器输出中将图9C的累加器输出减去后能产生扩展零误差信号区287和289，比例因子将会有所不同。
图8所示的是图7中电路的一个改进电路，其中使用四个累加器来代替图7中的两个累加器257和265。图8的目的是用来表明如果在对混频器251，253，259和261作任何合成之前将这些输出分别进行累加将得到相同的结果。然后加减器293将接收这四个累加器的输出，而此时这些输出中的二个需要按比例缩小并被切换，而图7中只有一个输出277需进行这些操作。
图10中所示的是使用超前-延迟相关器的另一种方法，但该方法可给出同样有用的结果。如前面在图4、7和8中所描述的一样，一个所接收的信号301被送入混频器303，该混频器同时还接收包含在信号301中的载波的复制信号305。具有已被去掉一个本地载波的信号307在混频器339中与来自于本地选通信号发生器343的选通脉冲序列341进行混频。混频器339的混频后的输出信号被送入累加器/积分器345中，该累加器/积分器的输出347是用于调整本地本信号发生器343的输出的相位误差信号，以使该误差信号最小。
可参考图11的曲线来解释图10的DLL相关器的工作。图11A所示的是作为所接收信号301的一部分被调制到载波上的PRN码。该码是二进制的，要么为+1电平，要么为-1电平。这些电平的其中之一代表二进制位1，另一个代表二进制位零。这些电平间的跳变发生在一个码元间隔处。然而该码的电平并不是每个码元就跳变一次，它的信息主要包含在伪随机方式中，在该种方式中，在一个或几个码元为一个值，然后在接下的一个或几个码元中切换为另一个值，然后再返回，如此下去。
图11B所示的是可以被使用的一种选通序列341，在图11A的输入码的每个正向跳变时，该序列的值为+1，同时在输入码的每个负向跳变时，该序列的值为-1。当没有跳变时，这种情况是有可能的，选通序列341为零(图11B)。图11B的选通序列的跳变在每个输入码的码元的中间发生。使用图11B的选通序列的结果是一个误差信号347，该误差信号本质上与图5D中所示的误差信号的作用一样。也就是当图10的DLL相关器的选通序列341如图11B所示时，该相关器所得到的结果实质上与图4中的采用本地产生的由一个码元分隔的超前-延迟PRN码的DLL相关器所得的结果是一样的。
图11C所示的是一个选通序列341，该序列给出的误差信号347在实质上与图6C中所示的误差信号一样。一个脉宽为0.1码元的脉冲在每个11A的输入码的跳变处同时产生。当输入码为正跳变时，该脉冲的极性为正；当输入码为负跳变时，该脉冲的极性为负。该脉冲的宽度可以不是0.1码元，那么就会得到一个与图6C中所示的误差信号函数不同的误差信号函数。
图11D所示的是根据本发明的一个特点所设计的一个本地选通序列。使用这种形式的选通序列341(图10)所得到的误差信号347基本上具有与图9D中的误差信号一样的作用。为了实现这个目的，这个选通序列与图11A的输入码的每个跳变的出现同时产生，并且包括有一个同时有正值和负值的脉冲。门序列341在两个这种脉冲函数之间为零。这些脉冲函数的持续时间远小于一个码元。每个脉冲函数有相等的正负面积。当相位同步实现时，图11D的脉冲函数的中心部分将与图11A的输入码的跳变点对齐。如果该跳变是正向的，那么图11D的脉冲函数的中心部分的极性为一种极性；如果输入码跳变为负向，那么该脉冲函数的中心部分就有相反的极性。在图11D中，在时刻349与图11A的输入码的正向跳变边缘同时产生的中心部分为正极性，而在时刻351与图11A的输入码的负向跳变边缘同时产生的中心部分为负极性；但这些极性也可以反过来。
参考图12，图11D的脉冲函数的特征将在这个放大尺寸的图中进行说明。在输入码跳变349的周围所出现的单个的脉冲函数可以被看成有四个不同的相邻部分。脉冲函数的中心部分有区域353和355，当图10的相关器的误差信号达到最小时，在跳变线349的相对的两边的这两个区域的面积相等。区域357和359的极性与区域353和355相反，并且它们分别出现在脉冲函数区域353和355的前面和后面。使353和357的面积相等。类似地，也使355和359的面积相等。在所描述的具体的例子中，区域353和355的宽为0.1码元，幅度为+1；而区域357和359的宽为区域353和355宽度的1/2或为0.05码元，幅度为-1。
参考图13，所给的曲线是说明不同的多径信号的相对跟踪误差边界，其中这些不同的多径信号对所需锁定的视距信号有不同的延迟值。外层曲线361和363所示的是图4的DLL相关器以图5中的曲线的方式工作的结果。点划线365和367所示的是图4的DLL相关器以图6的曲线的工作状况，正如前面所描述的一样。可以看到，跟踪误差减小的很多，但仍然很明显。图13的曲线369所示的是当图7或8中的一个DLL相关器被采用时，如图9中的曲线所说明，该误差是如何被显著地减小的。正如前面所说过的，当在图10的相关器中采用图11D的选通序列时将得到与曲线369所示相同的结果。从曲线369中可注意到与视距信号有较大延迟的多径信号对跟踪毫无影响。
更具体地说，图13以纳秒(ns)显示了表示三个DLL相关器的ε与纳秒级延迟τ之间关系的零跟踪误差的包络，其中多径信号的幅度与视距信号的幅度的比值α为0.5，θ在-π和+π之间变化。很明显，对于在0和10ns之间的τ而言，三个相关器的零跟踪误差几乎是理想的。对100ns附近的τ而言，0.1码元的边缘DLL有着明显的优势。在150ns以后，d＝0.1码元的边缘相关器的零跟踪误差变得很小；而窄带相关器的该误差停留在30ns；此时1码元的宽相关器的零跟踪误差大于30ns并不断增加。概念上，对C/A码使用边缘DLL相关器与对P码使用DLL相关器是等同的，并且具有同样有利的多径减轻的特性。
以下的说明主要是针对美国的全球定位系统(GPS)而言的；但它也适用于独联体的全球导航卫星系统(GLONASS)，以及任何采用PRN序列的测距系统。本实施例是以一个比特量化描述的；这样做的目的是为了使说明简单化，并没有排除任何有关量化的限制。
参考图14，该图是实现本发明的一个伪随机噪声(PRN)接收机10的整体方框图。接收机10包括有一个天线11，一个下变频器12，多个信道13a到13n，一个输入/输出接口14和一个数字处理器15。天线11接收一个复合信号RF，信号RF由所有来自于正好在天线的视距之内的该系统中的卫星的信号所组成。复合信号RF被送入下变频器12中，以产生一个量化抽样中频信号IFW、一个系统采样时钟Ft和一个系统时钟。
信号IFW是一个4位的字，每一位代表以Fs采样率所采的四个相邻IF样值中的一个。工作时钟Ft是将Fs信号除以4得到的。系统时钟是Ft信号的进一步的分频，系统时钟以接近每毫秒一次的速度中断处理器并触发信道的操作。
参考图15，图中描述的是下变频器。RF信号首先被RF滤波器120预滤波，被121放大，然后在混频器122中与本地振荡器(L0)进行混频，接着又在IF中被123和124滤波和放大，最后硬限幅器125对其进行一比特的量化。滤波器123实际上被用作一个双边带宽为20.46MHz的预相关滤波器。以Fs的采样频率对硬限幅器的瞬时输出进行抽样，并将其移进四级移位寄存器126之中。采样频率Fs根据预相关滤波器的带宽进行选择，要满足奈奎斯特采样频率的要求。每个Ft时钟跳变(也就是4个Fs时钟)，移位寄存器中的全部内容将被送到一个并行寄存器127中。然后这个4比特字IFW将以Ft的速率被送入信道电路中用来对卫星进行单独跟踪。
下变频器(图15)的时钟参考电路包括有一个锁相环(PLL)，它自带压控振荡器(VCO)131，一个分频器132，一个用来将相位与一个稳定的参考振荡器128相比较的相位比较器129，和一个低频环路滤波器130。其中的VCO的输出被用作RF部分的本地振荡器。VCO131的频率分几步被分频，首先用分频器133对其分频以得到采样频率Fs，接下来用分频器134来得到工作时钟Ft，最后用分频器135来得到系统时钟。
如图14中所示，经采样量化后的中频信号IFW同时被送入若干个信号处理信道13a到13n中。一个独立的信道13专用于每个可见的卫星；通过PRN发生器命令对伪随机噪声(PRN)发生器进行设置，将信道分配给一个指定的卫星。一个信道13即信道13a-13n每一个的标准结构在图16中给出。利用一个载波锁相环(PLL)使每个卫星信号跟踪到载波相位上，利用一个延迟锁相环(DLL)使每个卫星信号同时跟踪到码相位上。所有信道的处理都以工作时钟Ft以完全同步的方式进行。对IFW样值是每4个一起处理，同时所有载波和代码也是以Ft频率4个一组产生。
PLL和DLL部分在信道13中实现，部分在处理器15中实现。信号的连接是由I/O接口14完成的。每个信道中都有环路比较器和环路驱动器，尽管滤波器的实现和环路的管理是由处理器15来完成的。当处理器被系统时钟中断，同时为信道设置了测量准备信号时，该信号通知处理器一个测量周期已经结束，环路将被更新。所有的测量周期都被选定为大于系统时钟周期，以便不丢失任何测量。该周期在每个信道初始化的时候由处理器通过PRN发生器指令来设置。
载波PLL利用同相相关器130a和正交相位相关器130b的测量结果I和Q。在跟踪模式下，PLL检验出现的信号是锁定在I上时，将信息Q变为零。两个相关器使用相同的“准时”伪随机码(PRN)进行相关，但使用不同的载波信号COS和SIN。处理过的信息被用来控制数控载波振荡器(NCO)132的载波频率指令。
图17对载波NCO132进行详细地描述。瞬时的载波相位图被保存在一个载波相位寄存器1325中，其中满量程代表载波的相位为2π。当前的载波频率指令被保存在一个频率指令寄存器1323中。每次Ft跳变时，该值通过加法器1321C被加到当前载波相位寄存器中；这样每次当相位寄存器1325循环回零时，载波的相位将增加一整周。
该瞬时载波相位可在任何的系统时钟跳变处或是在每个Ft处非常直接地得到。在初始的信道复位指令时用系统时钟对载波相位寄存器1325同步地复位，以保证一个已知的初始相位。每个加载到缓存器1324中的处理器指令都被送入频率指令寄存器1323中，并在下次系统时钟跳变时起作用；因为系统时钟周期是一个Ft周期的确切数值，同时还知道了所加载的指令字，所以载波相位寄存器中的确切的值可在下一次系统时钟跳变或任何Ft时钟跳变中间通过直接计算得到。
一比特的参考载波的余弦值Co是由将载波相位寄存器内容的最高有效位(MSB)与第二最高有效位进行异或得到的。一比特的参考载波的正弦值是因该载波相位寄存器的最高有效位(MSB)得到的；这实际上是在相位/正交信号发生器1320C中完成的。
因为样值是每4个处理一次，所以载波参考信号也将于其它3个样值的准确采样时刻同步产生。人为地并为了实现的简单起见，参考信号被选为这4个样值组成的序列的第三个样值。
可以注意到载波相位1325实际上每Ft按频率指令值1323增加一次。也可以这样说，该瞬时的载波相位每Fs以四分之一的该值增长(即每Ft周期四次)。因此，与第四个样值(最近的一个)同步的参考载波的相位是由将被四(除法器1322C)所除后的频率指令加到当前载波相位1325上得到的；延迟了一个采样周期的载波的余弦(正弦)值C+1(S+1)是采用和求Co和So同样的算法，用相位正交信号发生器1320d从以上得到的参考载波相位中得到的。
类似地，C-2，S-2是通过从当前载波相位1325中减去用1322a将频率指令值除以2后所得到的值来获得的。这个相减的操作是由加法器1321a完成的。这两个余弦和正弦值最终由1320a获得。
最后，C-1，S-1是通过从当前载波相位1325中减去用1322b将频率指令值除以4后所得到的值来获得的。这个相减的操作是由加法器1321b完成的。这两个余弦和正弦值最终由1320b获得。
完整的NCO输出是由四位的“余弦”字COS和四位的“正弦”字SIN组成，每位是相距一个样值的采样后的载波的参考值。图19中所描述的是用于锁相环(PLL)的“准时”同相(130a)和正交相位(130b)相关器。由于这两种相关器极为类似，下面有关相关器的描述仅针对于同相的情况。
由4个样值组成的中频字IFW在构件1301a至1301d中与4位余弦的载波参考COS相异或。所有样值在加法器1302中相加；结果在-4和+4之间(加法器1302将“0”值作为“-1”进行处理)。然后，该结果与和最近样值同步的参考PRN序列的值相乘(乘法器1303)。该结果值接着以Ft频率被代数地加到累加器1305的当前内容中。每次周期跳变时，累加器中的值被传入缓存器中，累加器被复位，最后一个新的测量周期开始。这时处理器就可以读取该测量值以完成该回路。
暂时回到图16，将对延迟锁相环作更详细地描述。该DLL有二种配置，捕获模式或跟踪模式，对这两种模式的选择取决于信道锁定的相位。正如在前面部分中所描述的，跟踪模式最好采用“边缘DLL”相关器，而捕获模式最好采用0.1码元延迟DLL。在两种模式之间的选择是通过DLL选择信号来完成的。也可以使用其它特定的跟踪和捕获模式相关器的组合。
与PLL类似，延迟锁相环(DLL)的处理过程以Ft频率进行，同时其测量更新频率也是CYCLE。该DLL使用dI和dQ信息，其中dI来自于同相DLL相关器131a，dQ来自于正交相位DLL相关器131b。当在跟踪模式时，该DLL将使值dQ变为零。当在捕获模式时，dQ将和dI一起被使用。处理后的信息被用来控制PRN代码发生器133的PRN发生器指令。
前面根据图10，11D和12所描述的“边缘DLL”的原理将借助刚才所描述的GPS接收机对其进行更详尽的说明。为了实现“边缘DLL”的意图，必需在PRN码跳变的周围定义四个宽度相等的时间间隔，两个在码跳变之前，两个在码跳变之后。在当前的实施例中，每个时间间隔具有同样的1/FS或IF采样周期的宽度。
我们因此推知每个时间间隔包含有一个且只有一个以频率Fs采得的IF样值。在间隔中样值的相对位置是不知道的，该相对位置取决于码发生器和采样时钟之间的相对相位。下面将给出DLL响应的完整表达式。
假设S-2，S-1，S+1，S+2是一个由四个相邻的IF样值组成的序列，其中码跳变在S-1和S+1之间，同时相关的采样后的PRN码序列是PRN-2，PRN-1，PRN+1，PRN+2(其中PRN-2＝PRN-1，PRN+1＝PRN+2)。dPRN可以被定义为dPRN＝1/2·(PRN+1-PRN-1)这样dPRN等于+1，如果跳变是上升沿-1，如果跳变是下降沿0，如果两个连续的PRN码元是相同的。dPRN可以被看作PRN序列的微商。
每次PRN码跳变时，基本的DLL作用由下式给出DLLi＝(-S-2+S-1+S+1-S+2)dPRN如果dPRN≠0(即PRN-1≠PRN+1)，则该值不为零。
在一个积分周期之后，该积分周期被定义为两个相邻的CYCLE跳变之间的时间，总的DLL响应将为DLL＝∑DLLi该求和对测量值dI和dQ作了一次低通滤波。
回到实际的执行过程中，我们注意到虽然我们知道码跳变落在一组四个IFW样值之间，我们仍然还需知道该码跳变落在该组的哪两个样值之间。信号P0和P1显示码跳变落在4个IFW样值中间什么地方。因为我们需要将4个相邻的值相加，同时在该序列中码跳变可能有4个不同的位置，所以我们需要保留前面的4个IFW序列的三个样值。整个序列将为，从最老的样值到最新的样值排列S2A，S3A，S4A，S1，S2，S3，S4和PRN4，PRN4是与S4同步的PRN码。
表1
参看图20，图中详细地描述了同相DLL相关器131a的实现。当用1310a到1310d将IFW乘上载波字COS后，当前IFW字的最后三个样值被锁存在1318中。在四个多路调制器1311a到1311d的输入端，可同时获得7个样值，S1到S4来自于当前IFW，而S2A到S4A来自于前一个IFW。根据P1和P0的值对所有4个多路调制制进行共同选择。在下面的说明中，我们将假设P0＝P1＝0。在1311a的输出端将得到S1；在1311b的输出端将得到S4A，等等。加法器1313将所有选出的样值相加(在该过程中，将“0”输入看作值“-1”)。该结果接下来将与dPRN相乘，从而得到基本值DLLi。在跟踪模式下，信号DLL选择将使从第一个和最后一个多路调制器输出的值变号，这样就完全地实现了在表1的第一行所描述的跟踪DLL公式。
在同一次Ft跳变的过程中，通过加法器1315，在+4和-4之间的当前值被代数地加到累加器1316中。CYCLE每跳变一次，累加器中的值就被传入到缓存器1317中，将累加器复位，最后触发一个新的测量周期。
当实现捕获模式时，只有一点差别。直到加法器1313的电路是一样的，只是从多路调制器1311a和1311d输出的第一个和最后一个样值不变号。dPPN信号以前面相同的方式定义，但它的持续时间延伸为0.1码元，中心位于码的跳变点。
参考图18，将对完整的PRN码发生器进行描述。该发生器实际上由一个代码数控振荡器(NCO)组成，该振荡器发出码频率时钟Fc，这个时钟的频率通过码频率指令被处理器直接控制；Fc本身又作为PRN代码发生器1334的时钟。
让我们从码NCO的描述开始与载波NCO类似，它是由一个码相位寄存器1335来实现的，该寄存器的满量程代表2π的码相位。每次Ft跳变时，加法器1331d将码频率指令寄存器1336中的字加到(以码相位寄存器的量程取模)码相位寄存器的内容中。来自加法器1331d的进位信号被用作码频率Fc。在码频率指令寄存器中出现的码频率指令是在每个系统时钟跳变的时刻从缓存器1337中装入的。该缓冲器本身随时从处理器装载指令。码NCO的另一个重要的作用是用来发送信号P0和P1，这两个信号的作用已在前面描述过了。
P0和P1信号是按照下面的规定来产生的如果R是码相位寄存器(CPR)1335的总的量程，Δ是每Fs采样样值的相位的增量(Δ＝码频率指令/4)。
表2
P1是通过使用加法器1331c从码相位寄存器(CPR)1335中减去(被除法器1332b)除以2以后的码频率寄存器(CFR)1336后得到的。如果结果RES1是正值，则P1＝1。
P0的情况根据不同的P1值而有所不同。如果P1为零(CPR＜2Δ)，CFR被4除后(用除法器1332a)在乘法器1331b中与-1相乘；如果P1为1(CPR≥2Δ)，CFR/4将与+1相乘。然后，1331a将RES1加到相乘的结果上，加法器1331a的进位作为P0。最后的结果与表2一致。
PRN码发生器1334的时钟为码频率Fc。它是用来根据发生器复位指令来产生一个特殊的卫星序列。它输出一个与PRN序列中一个特殊时刻同步的恒定相位延迟信号，该信号被用作PRN测距序列中的参考信号。叠加在PRN序列上的数据位的跳变与这个恒定相位延迟信号完全同步。
这个恒定相位延迟信号作为循环计数器1333的时钟，该计数器在信道初始化的时候由同步复位信号使之复位，并且在产生CYCLE上的跳变之前，计算恒定相位延迟的整数个数(在复位序列复位)，这种操作将停止所有相关器上的当前测量周期发出测量准备信号通知处理器。每个信道都有自己的与自身数据的跳变同步的循环计数器。当与数据的跳变同相后，可能将测量周期降到20ms，在这个时段内没有数据的跳变发生。
假设确定是带有预相关带宽预滤波(通常为20.46MHz双边带)的用于C/A码的边缘DLL改善了多径错误。PRN码跳变检测器将当前的码输出和前面锁存在锁存器1339中的码相异或。信号dPRN根据在DLL原理说明的描述由1338产生。
根据普通的多径模型，直接被接收的信号是由以下公式给出A·PRN(t)·cos(ω0t+)其中A是所接收的信号的幅度PRN(t)是伪随机序列ω0是载波的角频率
是载波相位的偏移，多径信号由以下公式给出A·α·PRN(t-τ)·cos(ω0(t-τ)+-θ)其中α是直接信号和多径信号的幅度的比值；τ是直接信号和多径信号间的传播延迟；θ是直接信号和多径信号之间附加的相位旋转。
多径信号存在的主要影响是使三个鉴相器的DLL响应的过零点分别偏离了“零多径”参考点，且偏移的距离各不相同。DLL使DLL相关器的输出的平均值为零，过零点之间的差值将被直接看作测得的码相位的误差。由于对不同的卫星有不同的地理状况，这些信道不会有相同的多径信号，所以方位的计算是会有误差的。
回到前面有关使用图10的解调技术的接收机的工作的有关图11D和12的说明，将对几种交替的本地选通序列进行说明。图21B，21C和21D给出了有关门信号发生器343可在序列341中提供哪些信息的另一些例子。所得出的误差信号的特征与图9D大体上是一样的，但图21B-D中的不同的选通序列将使图9D曲线中非零部分的高度和持续时间有些变化。其中基本的优点被保留下来了，而且提供了加长了误差信号为零的时间间隔。
在图21B-D的每幅图中，在每个输入码(图21A)的跳变处365，367等等，产生了精心控制的选通信号。在图21B中，信号的负值部分369和371的幅度小于1，而对应的正值部分373和375的幅度为1。然而信号的负值部分的幅度越小，它所持续的时间就越长，这样才使得脉冲段369和373的面积相等，同时317和375的面积也相等。在图21C的选通信号中，正面积377(幅度小于1)比负面积379(幅度大于1)小得多，而正面积381比负向面积383大得多。这种选通信号与这里所展示的其它选通信号不同的是与码的边缘365(当存在最小误差条件时)信号的负走向部分和正走向部分之间的跳变对齐。图11D，12，21B和21C中每个信号关于码的边缘对称。信号的中心与码边缘对齐。
然而，图21D中的选通信号并不是关于输入码边缘对称的。但是在码边缘的每一边的正走向的脉冲段的面积与负走向脉冲段的面积相同。也就是说，在码边缘365的一边的面积385和387大体上相等，而在码边缘365的另一边的面积389和391也大体相等。
尽管已给出了几种复合选通脉冲形状的具体的例子，还有许多具有不同的相对幅度的其它形状可以被采用。任何这种复合的选通脉冲的总的负走向面积与正走向面积被设计为大致相等。这种特性使得只要多径信号与视距信号之间的延迟足够时，多径信号将大体上被消除。
尽管本发明的不同方面已在它们的优选的实现方式中进行了说明，本发明在所附的权利要求书的整个范围内受到保护。
权利要求
1.一种对包含有采用伪随机噪声(PRN)二进制码加密的载波的输入信号解码的方法，包括在本地产生对应于输入信号的PRN码的PRN信号，将本地产生的PRN信号与输入信号混频，从本地产生的PRN信号与输入信号混频的结果产生了一个误差信号，该误差信号的幅度是输入信号的PRN码和本地产生的PRN信号之间的相对相差的函数，该函数关系为a)对于零相对差和正负一码元之间的一个范围内的多数相对相差，该幅值为0，同时b)当这个相对相差从零变到上述范围的中心部分中的另一个值时，该幅值将增加，以及当误差信号在上述范围的上述的中心部分内为非零的幅值时，通过调整本地产生的PRN信号的相位来调整上述的相对相差的方法来使误差信号变为零，从而使得输入信号PRN码和本地产生的PRN信号之间的相对相差变为零。
2.权利要求1的方法，其中与输入信号的PRN码对应的PRN信号的本地产生包括产生重复出现的代表输入信号的PRN码边缘的非零的选通信号的一个运算集，而且这些选通信号分别(a)持续的时间小于一个码元，(b)有相等的正向和负向面积，且(c)在中心具有与PRN码边缘的正或负的走向相对应的正的或负的极性。
3.根据权利要求2的方法，其中在本地产生上述的选通信号的运算集之前，产生非零的重复出现的选通信号的一个初始化集，而且这些选通信号分别都(i)持续的时间小于一个码元，且(ii)具有分别代表一个PRN码边缘是正走向或负走向的单一的正极性或负极性，从而在本地产生选通信号的运算集之前，在开始时捕获一个输入信号。
4.根据权利要求1的方法，其中与输入信号的PRN码对应的PRN信号的本地产生包括一个PRN信号的运算集，第一复制信号对于一个参考信号在相位上超前上述码元的1/2k，第二复制信号对于上述参考信号在相位上落后上述码元的1/2k，第三复制信号对于上述参考信号在相位上超前所述码元的N/2k，和第四复制信号对于所述参考信号在相位上落后上述码元的N/2k，其中N和k是整数，且N小于k。
5.根据权利要求4的方法，其中将输入信号与第一、第二、第三、第四本地产生的PRN码的复制信号混频产生了相应的第一、第二、第三和第四混频后的信号，并且其中产生误差信号的过程包括赋予第一和第四混频后的信号同样的但与第二和第三信号的共同极性不同的极性。
6.权利要求4的方法，其中k等于10，N等于2。
7.权利要求4的方法，其中在本地产生PRN信号的运算集之前，产生包括有上述的第一和第二复制信号，而不包括第三和第四复制信号的PRN信号的初始化集，从而在本地产生选通信号的运算集之前，在开始时捕获一个输入信号。
8.权利要求1至7中任何一个的方法，其中输入信号包括至少一个在视距被直接收到的来自发射机的主要信号和一个有相位延迟的所接收的主要信号的多径版本，该相位延迟大于上述的误差信号范围的中间部分，因此相对相差的调整只与这个主要信号有关，而与多径信号无关。
9.在一种包含有被伪随机噪声(PRN)二进制码加密的载波的射频信号的接收机中，当还接收到了所接收的来自发射机的在视距内的主要信号的具有几分之一码元时间延迟的多径版本时，一种锁定到该信号的PRN码上的方法，包括产生对应于所接收信号的PRN码的PRN信号，将产生的PRN信号与所接收的包括有主要信号和它的延迟多径版本的信号进行混频，根据一个误差信号，调整所产生的PRN信号的相对相位，和开始时将产生的PRN信号的相位与主信号和多径信号的复位信号的相位相比较来产生误差信号，然后接下来从将所产生的PRN信号的相位与没有多径信号的主要信号的相位相比较来产生误差信号。
10.权利要求9的方法，其中PRN信号的产生包括产生重复出现的代表PRN码边缘的非零选通信号的一个运算集，而且这些选通信号在开始时(i)持续的时间小于一个码元，且(ii)具有分别代表一个PRN码边缘是正走向或负走向的单一的正极性或负极性，然后接下来(a)持续的时间小于一个码元，(b)有相等的正向和负向面积，且(c)在中心具有与PRN码边缘的正或负的走向相对应的正的或负的极性。
11.根据权利要求9的方法，其中PRN信号的产生包括首先产生比一个参考信号的相位超前上述码元的N/2k的第一复制信号和比上述参考信号的相位落后上述码元的N/2k的第二复制信号，然后接下来加入比上述参考信号的相位超前上述码元的1/2k的第三复制信号和比上述参考信号的相位落后上述码元的1/2k的第四复制信号，其中N和k是整数，且N小于k。
12.权利要求11的方法，其中k等于10，N等于2。
13.一种对包含有被伪随信噪声(PRN)二进制码加密的载波的输入信号解码的方法，包括在本地产生重复出现的代表PRN码边缘的非零工作选通信号，并且该信号各自地(a)持续的时间小于一个码元，(b)有相等的正向和负向面积，且(c)在中心具有与PRN码边缘的正或负的走向相对应的正的或负的极性，将输入信号与每个在本地产生的选通信号进行混频，从而产生第一和第二混频信号，将上述的第一和第二混频信号进行相关和累加，从而得到一个相关信号，以及使用相关信号根据输入信号的PRN码调整本地产生的选通信号的相位，以使该相关值最大，从而将本地产生的选通信号的相位锁定到输入信号中的PRN码的相位上。
14.根据权利要求13的方法，其中在本地产生上述工作选通信号之前，产生有重复出现的非零选通信号的初始选通信号，这些信号各自(i)持续的时间小于一个码元，和(ii)有代表一个PRN码边缘是正走向或负走向的单一的正极性或负极性。
15.根据权利要求13的方法，其中每个选通信号具有以输入信号的PRN码的一个码元的几分之一表示的相同的持续时间。
16.一种对包含有被伪随机噪声(PRN)二进制码加密的载波的输入信号解码的方法，包括在本地产生输入信号PRN码的复制信号，该复制信号包括有比一参考信号的相位超前上述码元的1/2k的第一复制信号，比上述参考信号的相位落后上述码元的1/2k的第二复制信号，比上述参考信号的相位超前上述码元的N/2k的第三复制信号，和比上述参考信号的相位落后上述码元的N/2k的第四复制信号，其中N和k为整数，且N小于K，将输入信号与本地产生的PRN码的复制信号进行混频，将输入信号和PRN码的复制信号的混频后的信号合成并累加起来，从而得到一个相关信号，以及使用相关信号根据输入信号的PRN码调整本地产生的选通信号的相位，以使该相关值最大，从而将本地产生的选通信号的相位锁定到输入信号中的PRN码的相位上。
17.权利要求16的方法，其中K等于10，N等于2。
18.权利要求16的方法，其中将输入信号与本地产生的PRN码的第一、第二、第三、第四复制信号进行混频得到相应的第一、第二、第三、第四混频信号；并且其中将上述的混频信号合成和累加的过程包括赋予第一和第四混频信号相同的且与第二和第二混频信号的共同极性相反的极性。
19.权利要求18的方法，其中上述混频信号的合成和累加的过程是先进行累加，然后进行合成。
20.权利要求18的方法，其中上述混频信号的合成和累加的过程是在累加之前至少先进行某些合成。
21.一种复合射频信号的接收机，其中该复合射频信号包括有多个信号，而这些信号中的每一个都包括一个被伪随机噪声(PRN)二进制码加密的射频信号，包括接收该复合射频信号并且将该复合信号转换成一个中频信号的装置，从而该中频信号包括了多个信号，而这些信号中的每一个都包括一个被PRN码加密的中频载波信号，多个接收该中频信号的信道电路，上述的多个信道电路中的每一个都包括有用于对这多个中频信号的其中之一进行解码的装置，该装置包括对误差信号敏感的装置，该装置用于在本地产生与中频信号的PRN码对应的且相对相位由误差信号的幅度控制的PRN信号，用来将本地产生的PRN信号和中频信号进行混频的装置，使用该混频信号产生误差信号的装置，该误差信号的幅度是那些中频信号中的一个的PRN码和本地产生的PRN信号之间的相对相差的函数，该函数关系为(a)对于零相对相差和正负一个码元之间的一个范围内的多数相对相差，该幅值为零，同时(b)当这个相对相差从零变到上述范围的中心部分的另一个值时，该幅值将增加。
22.权利要求21的接收机，其中本地PRN信号发生装置包括用来产生重复出现的代表PRN码边缘的非零选通信号的一个运算集的装置，且这些选通信号分别都(a)持续的时间小于一个码元，(b)有相等的正向和负向面积，且(c)在中心具有与PRN码边缘的正或负的走向对应的正的或负的极性。
23.权利要求22的接收机，其中本地PRN信号发生装置还包括用来产生非零的重复出现的选通信号的一个初始化集的装置，且这些选通信号分别都(i)持续的时间小于一个码元，且(ii)具有分别代表一个PRN码边缘是正走向或负走向的单一的正极性或负极性，而且其中这多个信道电路中的每一个都包括用来从选通信号的运算集或初始化集中选出一个与中频信号在混频装置中进行混频的选择装置。
24.权利要求21的接收机，其中本地PRN信号发生装置包括用来产生PRN信号的一个运算集的装置，该组PRN信号包括有比一个参考信号的相位超前上述码元的1/2k且为第一极性的第一复制信号，比上述参考信号的相位落后上述码元的1/2k且为与第一极性相反的第二极性的第二复制信号，比上述参考信号的相位超前N/2k且为上述的第一极性的第三复制信号，以及比上述参考信号的相位落后上述码元的N/2k且为上述的第二极性的第四复制信号，其中N和k为整数，且N小于k。
25.权利要求24的接收机，其中k等于10，N等于2。
全文摘要
一种带有伪随机噪声(PRN)码的射频信号的接收机和处理这种信号的技术,该技术尤其适用于测距应用。PRN码相应信号在本地产生,并且以降低测量误差的方式被用来对所接收的信号进行解码,当射频信号的多径(延迟)版本也存在时,将会产生该测量误差。本发明的接收机和信号处理技术的一个重要的应用是在全球定位系统(GPS)中,其中来自于若干个卫星的许多的这种信号同时被接收并被处理,以便从中得到有关接收机的方法,运动等信息。在每个接收机的多路处理信道中所提供的一个延迟锁相环(DLL)相关器锁定到来自于某一个卫星的视距信号上,从而使任何多径信号的影响明显地减小。
文档编号H04B1/707GK1196123SQ96196836
公开日1998年10月14日 申请日期1996年8月8日 优先权日1995年8月9日
发明者马克·绍茨施基, 维克多·威特塞尔, 斯塔尼斯洛夫·斯拉诺维斯基, 贾瓦德·阿施佳伊, 里奥内尔·噶林 申请人:玛格兰公司