专利名称：正交频分多路复用信号调制解调装置及方法
技术领域：
本发明涉及以OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex正交频分多路复用)调制方式来发送的OFDM信号调制装置，特别是涉及能够不受相邻子载波的影响而进行高精度重放的OFDM信号调制装置。
OFDM调制解调方式是在一个信道频带内建立多个(256～1024)子载波来高效地传输图象信号和声音信号的数字调制解调系统。
在图7中表示了其频谱。各子载波被进行QAM(正交调幅)，各个频谱的峰值与其他的子载波的频谱的零点相一致(正交)。
首先，参照附图来对所以OFDM调制解调方式的发送接收装置进行说明。
图8是所以OFDM调制解调方式的发送接收装置的现有的一般方框构成图。
在图8中，在发送系统中，输入数据串被提供给输入电路81来进行并行变换，而成为把各个低速符号串乘以各个子载波的信息。然后，为了变换为传输时间系列，由IFFT(逆傅立叶变换)电路82进行IFFT，由防护间隔附加器83来附加用于多通路措施的防护间隔，接着进行D/A变换，经过LPF 84，而成为基带时间系列。进而，由正交调制器85进行正交调制，由频率变换器87进行变频，经过发送部88而发送给传输线路。中频发生电路86的输出信号和相移了90°的信号被分别提供给正交调制器85。
在接收系统中，经过与发送系统相反的处理而重放接收信号。
在图8中，由接收部89接收来自传输部的信号，由频率变换器90进行变频，经过中频放大器91而由正交解调器93进行解调，由A/D变换器95进行变换，由防护间隔处理器96进行处理，由FFT(傅立叶变换)QAM解码器97进行解码，经过输出电路98而进行解码输出。中频放大器91的输出信号经过载波检出电路92提供给中频发生电路94。中频发生电路94的输出信号和相移了90°的信号被分别提供给正交调制器93。
其中，一般的OFDM子载波的频谱以狭窄等间隔的频率配置，在用时间轴来看这样的OFDM波形时，大部分为白噪声的波形，在解调侧，难于得到有效的频率·相位信息，而难于实现进行解调所需要的基准载波的重放。
由此，在现有的OFDM信号调制解调装置中，以大致分为两种的方法来获得。
第一方法是这样的方法如图6的现有传输帧的构成图所示的那样，在OFDM传输符号中，定义仅传输取样时钟信息的符号，解码器对所发送的取样时钟信息区间的信号进行解码，来重放取样时钟信号。
该方式具有在完全不受相邻子载波的干涉的条件下进行取样时钟信号的重放的优点。
但是，传输取样时钟信号的符号，当考虑调制效率时，仅在每几百符号中得到，其结果，仅得到离散的取样时钟信息。
这样，当移动接收时，当在取样时钟信号中存在较大的跳动(时间变动)成分时，由其搞乱了OFDM信号的解调动作，而存在解调误差变多缺点。
第二方法是这样的方法在OFDM信号中定义传输取样同步频率·相位信息的子载波，发送连续的取样时钟信息。
但是，该方式与第一的方式不同而存在这样的缺点受到相邻子载波的影响，而难于重放误差少的取样时钟。
这样，最适合于OFDM的取样时钟重放的方式是不受相邻子载波的影响并且能得到连续的取样时钟信息的系统。
如以上那样，不受相邻子载波的影响而得到连续的取样时钟信号是困难的。
因此，本发明的目的是提供一种OFDM信号调制解调装置，能够不受相邻子载波的影响而得到连续的取样时钟信号。而且，本发明的目的是提供一种OFDM信号发送接收装置，把OFDM的特定载波设定为导频信号用载波，由此，把接收侧的同步关系保持为恒定。
为了实现上述目的，提供OFDM信号调制装置、对其进行解调的OFDM信号解调装置及其方法，该OFDM信号调制装置通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号，其特征在于，当调制上述传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号。使上述取样时钟重放用基准载波信号的调制电平高于其他的传输用子载波的调制电平。
这样，通过上述构成，相邻子载波的干涉变为二分之一(-6dB)，而且，大于其他的信息载波电平6dB，因此，能够比现有技术改善重放取样时钟的跳动，而提高系统的误差率。
本发明的这些和其他的目的、优点及特征将通过结合附图对本发明的实施例的描述而得到进一步说明。在这些附图中
图1是本发明的OFDM信号调制解调装置的第一实施例的方框图；图2是表示本发明的第一实施例的功率谱的图；图3是表示本发明的第一实施例的载波的配置的图；图4是表示本发明的2次环路PLL电路的图；图5是本发明的取样时钟重放电路的一个实施例的方框构成图；图6是表示现有的传输帧的构成的一例的图；图7是表示一般的OFDM信号的频谱的图；图8是现有的OFDM信号调制解调装置的一例的方框图；图9是本发明的OFDM信号调制解调装置的第二实施例的发送侧的OFDM信号发送装置的方框图；图10是本发明的OFDM信号调制解调装置的第二实施例的接收侧的OFDM信号接收装置的方框图；图11是表示本发明的第二实施例的符号期间与防护间隔的关系的图；图12是本发明的第二实施例的载波抽出部和取样同步信号发生部的方框图；图13是表示本发明的第二实施例的同步信号与符号期间的关系的图；图14是表示本发明的第二实施例的同步信号与符号期间的关系的图；图15是表示本发明的第二实施例的同步信号与符号期间的关系的图；图16是表示本发明的第二实施例的同步信号与符号期间的关系的图；图17是表示本发明的第二实施例的相位同步电路的例子的图；图18是表示本发明的第二实施例的相位同步电路的输出波形图19是表示本发明的第二实施例的相位同步电路的另一个例子的图。
第一实施例下面参照附图来对本发明的OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex正交频分多路复用)信号调制装置的第一实施例进行说明。
图1是本发明的OFDM信号调制解调装置的第一实施例的方框图。
在图1中，在发送系统中，输入数据串被提供给输入电路1来进行并行变换，而成为把各个低速符号串乘以各个子载波的信息。然后，为了变换为传输时间系列，由IFFT(逆傅立叶变换)电路2进行IFFT，由防护间隔附加器3来附加用于多通路措施的防护间隔，接着经过D/A变换和LPF4，而成为基带时间系列。进而，由正交调制器5进行正交调制，由频率变换器7进行变频，经过发送部8而发送给传输线路。中频发生电路6的输出信号和相移了90°的信号被分别提供给正交调制器5。
图2是表示本发明的OFDM(正交频分多路复用)信号调制解调装置第一实施例的功率谱的图。
本发明的OFDM(正交频分多路复用)信号调制解调装置的基本式样为以下这样(1)中心载波频率10.7MHz(2)传输频带带宽100Khz(3)调制方式256QAM(4)使用载波数 257波(5)FFT大小 512点
(6)符号周期2.6ms图1的输入电路1接收应传输的数字信息数据，根据需要而附加纠错码。4位的信号电平可以作为2的4次方即16的电平信号来表现。
在图1中，对于应传递信息的载波，在振幅方向上定义16级，在角度方向上定义16级。这样，把通过振幅和角度信息的组合来传输16×16的256值的方式称为256QAM。
图3表示本发明的第一实施例中的载波的配置。
其中，把在中频中所建立的载波称为第0载波(零载波)，在OFDM调制频谱上，把第0载波右侧的载波依次称为第1载波、第2载波、……、第128载波，把第0载波左侧的载波依次称为第m1载波、第m2载波、……、第m128载波。其中，m表示负号(-)，第m128载波表示第-128载波。
在该257波的载波内，使用248波来传输输入信息。
在剩余的9波内，使用2波作为基准取样时钟重放载波和OFDM解调的基准载波。其他的7波用于接收数据校准和其他的辅助信号的传输。
在本实施例中，分配第128、第m128两个载波作为基准取样载波。248波的各个载波通过各1字节的信息进行256QAM调制。IFFT(逆傅立叶变换)电路2对248波的载波进行256QAM调制，把各输出作为同相、正交成分而输出。
这些输出信号通过防护间隔附加器3，并经过D/A变换器、LPF4变换为模拟信号，从LPF中仅通过必要的频带成分。
模拟值的I成分、Q成分信号被提供给正交调制器5，而输出OFDM调制信号。最后，OFDM调制信号通过频率变换器7进行变频而成为应传输的频带，通过发送部(线性放大器)8而提供给作为发送部的发送电线(未图示)，来进行发送。
下面对本发明装置的基准取样载波信号的信号生成装置的一个实施例进行说明。
在本实施例中的IFFT(逆傅立叶变换)电路(基准载波信号分配装置)2中，在从占据频带的中心载波相对称的两端的位置上插入作为基准取样载波的载波信号。
把第128载波和第m128载波分配给取样同步用导频信号。
当调制OFDM发送信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中的两端载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放的频率·相位信息导频载波。
在IFFT(逆傅立叶变换)电路2中，与导频信号的信号点配置相关，把第128载波的基准开始数据的同相成分作为0(零)，把正交成分设定为预定值a。
第m128载波的基准开始数据一方，把同相成分作为0(零)，把正交成分设定为预定值-a。但是，预定值±a为调制最大电平。由此，提供能够使取样时钟重放用基准载波信号的调制电平高于其他的数据用子载波的调制的OFDM调制装置。
即，通过这样设定，作为在接收侧正交调制的基带同相(I)信号的重放用基准载波信号的时间轴波形表现预定值a的2倍(6dB)的振幅，正交(Q)信号表现0(零)的振幅。
下面说明本发明的OFDM信号调制解调装置的第一实施例的接收系统的OFDM信号解调装置的动作。
如图1所示的那样，来自传送部的发送信号通过接收部9和频率变换器10恢复为中频信号。
频率变换器10的输出信号提供给中频放大器11，由此进行放大，提供给载波检出电路12和正交解调器13。载波检出电路12的输出信号提供给中频发生电路14。中频发生电路14的输出信号和相移90°的信号分别提供给正交解调器13。通过载波检出电路12来进行相位同步，通过正交解调器13来解调为同相(I)、正交(Q)的基带信号。
其中，通过正交解调器13所正交解调的重放基准取样载波的基带同相(I)信号的时间轴波形为预定值a的2倍(6dB)的振幅，正交(Q)信号为0(零)的振幅。这样，能够确实地从其他的数据解调载波分离出重放基准取样载波。
该分离解调的I信号(重放基准取样载波的基带同相(I)信号)被提供给下述的取样时钟重放电路19，而使取样时钟信号被输出。
接着，解调的同相(I)、正交(Q)的信号通过A/D变换器15，而变换为数字信号，经过防护间隔处理器16、FFT(QAM)解码器17、输出电路18，而得到解码输出信号。
图2是表示本发明的第一实施例的功率谱的图，图2的横轴是频率，纵轴是振幅。该图2中的20表示基准取样载波，从该图2可以看出基准取样载波20得到高于其他数据解调载波的C/N比。
下面对构成本发明的OFDM信号调制解调装置的第一实施例的接收侧的一部分的取样时钟重放电路进行说明。
图5是表示构成本发明的第一实施例的接收侧一部分的取样时钟重放电路19的一个实施例的详细方框图。
由I波同步检波器51(图1的正交解调器13)所解调的I信号通过把±128载波作为中心载波的±128载波BPF(52)，而分别给数字相位比较器53、模拟相位比较器56。
数字相位比较器53的输出通过顺序环路滤波器54提供给可变分频器55，控制可变分频器55的分频比，来进行取样时钟的初始频率·相位同步。
数字相位比较器53在到达预先设定的初始相位的时刻停止可变分频器55的动作，来固定分频比。
模拟相位比较器56被提供由可变分频器55所固定的信号，来进行相位比较，其输出提供给下一个环路滤波器57。
由此，把环路滤波器57的时间常数设定为非常低的模拟PLL动作，相位同步结束。取样时钟同步动作由数字部预先引入初始相位，由此同时满足高速·高精度两者。
下面对所求出的重放取样时钟信号的跳动(时间轴误差)进行说明。首先，求出理论的极小值。间隙误差Aε为下式这样Aε=d(Asin2πfa)/dt·ta 式1＝2πfa·ta
其中，A信号振幅，fa信号频率，ta跳动。
可以从上式看出最厉害的跳动ta是在信号振幅fa较高的情况下。
当在本实施例中使用上式时，从模拟的结果得出，许可8位的间隙误差，为下式这样ta≤0.004/2π·49kHz≤13ns 式2下面对满足上述跳动值的基准载波的必要信噪比进行描述。
在图4中表示了构成本发明的一部分的2次PLL(锁相环)电路的方框构成。PLL电路由输入信号所提供的相位比较器42、2次环路滤波器43和输出重放时钟的电压控制振荡器(VCO)44所构成。
在由图4的2次PLL(锁相环)电路从伴随着噪声的输入信号(在本实施例中，是OFDM解调基带信号)仅抽出基准取样载波，来进行相位跳动较少的取样时钟重放的情况下，理论上的相位跳动按下式那样求出δφ2=No·Bi/A2式3其中，No输入噪声频谱Bi输入噪声频带A2没有噪声时的信号功率输入的信噪比α通过定义而表示为下式那样
α=A2/No·Bi 式4当用信噪比α表示相位跳动δφ时，从上述式3式4得到式5。
δφ=(α)-0.5式5这样，当求出相位跳动δφ为13ns的信噪比α时，得到α=62500(96dB)。为了得到96dB这样大的信噪比α，从式4可以看出需要使输入噪声频带Bi变小，或者，使信号功率A2变大。
为了使输入噪声频带Bi变小，通常具有两种方法。
第一种方法是用作为中心频率的BPF(带通滤波器)抽出输入PLL的OFDM解调波的基准导频载波，而输入PLL。
在本发明的装置中，占据带宽宽度为100KHz，中心频率为49KHz,BPF的Q为200，噪声频带Bi=245Hz，见到53dB的改善。
2次PLL电路的环路的噪声频带BL由环路滤波器的自然角频率ωn按下式6那样决定，当不考虑同步特性时，即使自然角频率ωn=1极端小，由下式6得到BL=3.3Hz，而Bi/BL=37dB，不满足53+37=90dB和目标的96dB。
BL=3/(4·21/2)·ωn其中，ωn环路滤波器的自然角频率。
在考虑同步特性的情况下，自然角频率ωn可以尽可能大，50dB程度的值为必要的。在本发明中，由于把基准导频载波配置在OFDM调制波的两端，则其他的载波的干涉为二分之一，α提高6dB。由于把基准导频载波的调制电平提高6dB，则见到共计12dB的α值的提高。这样，达到α=96dB的自然角频率ωn为ωn=43，而为接近50的值，构成同时满足同步特性和跳动特性的系统。
第二实施例下面参照图9至图12来对本发明的OFDM信号调制解调装置(OFDM信号发送接收装置)的第二实施例进行说明。
图9是本发明的第二实施例的发送侧的OFDM信号发送装置，其中，所发送的数字数据是被压缩的音频、视频信号。
OFDM信号发送装置，正交配置多个载波，用各个载波传输独立的数字信息，由于载波是正交的，则相邻的载波的频谱在该载波的频率位置上为零。
为了制成该正交的载波，而使用IFFT电路技术。如果在作为IFFT中的窗口区间的时间间隔T之间执行由N个复数所形成的逆DFT(离散傅立叶变换)，就能生成OFDM信号，逆DFT的各点相当于调制信号输出。上述N被称为IFFT和FFT的周期，详细的内容描述在コロナ社发行(发行日1993年5月20日)的「电视学会编今井圣著信号处理工学」的第74～75页上。
图9和图10所示的本发明装置的基本式样为以下这样(a)中心载波频率…100Mhz(b)传输用载波数…248波(c)调制方式…256QAM OFDM(d)使用载波数…257波(e)传输频带带宽…100kHz，使用频带带宽…99kHz(f)传输速率…750kbps(g)防护间隔…60.6μsec
如图9所示的那样，例如，作为通过MPEG等编码方式而压缩信息信号的音频、视频信号的数字信息信号经过输入端子101提供给串并行变换电路102，根据需要进行纠错码的赋予。
在该电路102中，输入信号作为256QAM调制用信号来排列并输出。
该256QAM调制是这样的方式对于应传输信息的各载波在振幅方向上定义16级，在角度方向上定义16级，规定16×16的256值来进行传输。
在本实施例中，在257波的载波内，使用248波传输信息，剩余的9波作为校准和其他的辅助信号的传输来使用。
在串并行变换电路102中，在一个符号期间内输出248字节的数字数据，即，在一个符号期间内输出每4位的并行数据248组。
串并行变换电路102的输出信号提供给IFFT、导频信号生成电路103。该电路103通过从时钟信号发生电路110所输出的时钟信号而动作，对于248波的载波，进行256QAM调制，输出各输出信号而作为实数、虚数成分。
在IFFT、导频信号生成电路103中使用周期N的IFFT电路，则从上述IFFT、导频信号生成电路103输出与由该IFFT电路所设定的各有效符号期间内的N个离散频率点(取样点)相对应的离散频率点信息。
奈奎斯特频率相当于上述周期N的IFFT中的取样时钟频率的1/2，导频信号作为上述奈奎斯特频率具有的信息即奈奎斯特频率信息被传输。由于该奈奎斯特频率为上述取样时钟频率的1/2，就能在接收装置中，对上述奈奎斯特频率信息进行解码、倍频，而建立用于使FFT电路动作的标本化位置信号(取样时钟信号)。
该奈奎斯特频率信息是通过在IFFT、导频信号生成电路103的IFFT的实数部输入端子R(虚数部输入端子I)中的第N/2频率的端子上施加一定电平而得到。
这些IFFT、导频信号生成电路103的输出信号被提供给后续的具有RAM(随机存取存储器)104A的防护间隔设定电路104，通过该防护间隔设定电路104按图11所示的那样设定用于减轻传输路径中的多通路失真的预定区间的防护间隔gi。
防护间隔设定电路104通过从时钟信号发生电路110所输出的时钟信号而动作，在窗口区间之前配置从IFFT、导频信号生成电路103得到的窗口区间(有效符号期间ts)内的最后部分。
为了设定上述防护间隔，当上述防护间隔设定电路104读出取入具有其的RAM(4A)中的来自IFFT、导频信号生成电路103的信号时，如果从有效符号期间的最后期间(等于gi而设定该期间)进行读出，就返回有效符号期间的开始，读出有效符号期间ts的数据，发送跳动期间ta的信号。
上述奈奎斯特频率信息(导频信号)在防护间隔内进行传输，但是，为了保持与前后的IFFT窗口间信号的连续性，在防护间隔内，所传输的导频信号存在整数倍波长。
而且，虽然对使用奈奎斯特频率来作为导频信号的情况进行了说明，但是，根据取样时钟信号和简单的整数比的关系，不一定必须是奈奎斯特频率，也可以使用所传输的频率中较高的。
当考虑周期M的IFFT时，在奈奎斯特频率的1/2的位置即第M/4频率上配置导频信号，由OFDM发送的载波使用从IFFT中的第一个到第M/4个以及从第3M/4个到第M个来输出的信号。
即使这样使用周期M=2N的IFFT，也能够得到与使用周期N的IFFT时等效的IFFT的输出信号。这样，能够传输包含防护间隔并连续的导频信号，同时，对该导频信号进行解码，进行4倍频，由此，能够得到取样时钟信号。
如果能够另外对FFT的窗口间信号信息进行解码，就能与由本实施例所得到的取样时钟信号进行组合，来进行OFDM信号的FFT运算，来进行OFDM信号的解码。
下面参照图11来对由防护间隔设定电路104所设定的符号期间进行说明。
首先，当使用频带带宽为99kHz,IFFT的周期为N=256时，有效符号频率fs和有效符号期间ts为以下这样fs=99,000/256=387Hzts=1/fs=2586μsec其中，当把作为除去多通路失真用区间的防护间隔期间gi决定为导频信号3波长时，按以下这样设定gigi=(1/49,500)×3=60.6μsec此时的跳动期间ta和符号频率fa分别为以下这样ta=ts+gi=2568+60.6=2646.6μsecfa=1/ta=378Hz
这些防护间隔设定电路104的输出信号被提供给D/A变换器105，在此变换为模拟信号，由后续的LPF 106而仅通过必要的频带成分。
模拟值的实数、虚数输出信号被提供给后续的正交调制器107，并且，给该正交调制器107分别提供10.7MHz中频发生电路109的输出信号和经过90°相移电路108的信号，而输出OFDM信号。
该OFDM信号通过频率变换器111被变频为应进行传输的频带，并提供给后续的发送部112，通过构成其的线性放大器和发送天线来进行发送。
10.7MHz中频发生电路109的输出信号被提供给时钟信号发生电路110。在上述时钟信号发生电路110中，根据由上述中频发生电路109所提供的共同时钟信号来生成驱动上述IFFT、导频信号生成电路103的时钟信号和驱动防护间隔设定电路104的时钟信号。
而且，由于248组的4+4位的并行数据通过248波的载波进行传输，则本装置的传输速度位每1符号期间248字节。这样，每秒的传输速度为大致750K位。
下面参照附图来对防护间隔、符号期间与同步信号(导频信号)的相位关系分别进行说明。
在图13中，在各符号期间发生同一相位的同步信号(导频信号)，下面对在防护间隔中存在整数波长的同步信号的情况进行说明(是发生极性不反转的连续同步信号的第一例)。
图13所示的IFFT与有效符号期间和IFFT期间具有相同意义，IFFT期间的结束部分(右部)的一个循环原封不动的成为IFFT期间的这边(左部)的防护间隔G的信号。
在该例中，在每个IFFT期间发生同相位的同步信号(导频信号)，在防护间隔区间中同步信号(导频信号)存在整数波，因此，在多个连续符号期间中连续发生导频信号。
上述图11的情况与图13是情况相同，由于在防护间隔区间中同步信号(导频信号)存在整数波，因此，在多个连续符号期间中连续发生导频信号。
在图14中，在每一个符号期间中发生同一相位的同步信号(导频信号)，在防护间隔中存在半波长的奇数倍的同步信号，下面对此情况进行说明(是发生极性不反转的连续同步信号的第二例)。
IFFT与有效符号期间和IFFT期间具有相同意义，IFFT期间的结束部分(右部)的1/2循环原封不动的成为IFFT期间的这边(左部)的防护间隔的信号。
在该例中，在每个IFFT期间发生相反极性的同步信号(导频信号)，在防护间隔区间中存在半波长的奇数倍的同步信号，因此，在多个连续符号区间(符号期间)中连续发生导频信号。
在图15中，对在防护间隔G中同步信号存在半波长的奇数倍的情况进行说明。(是发生极性反转的同步信号的第一例)。
在此情况下，在防护间隔的开始点，导频信号的极性反转，每个符号期间的导频信号的相位是同相的。
即，发生分频多路复用信号的IFFT的同步信号所发生的频率相对应的端子电压在每个符号中是一定的，始终产生同相位的同步信号。
这样，当防护间隔是半波长的奇数倍时，在接收装置侧，当在每一个符号期间中使同步信号的极性反转时，同步信号为连续信号。
在此情况下，在图17所示的相位同步电路中，可以使用PLL电路来进行同步信号的检出。
在图16中，对在防护间隔中同步信号(导频信号)存在半波长的偶数倍的情况进行说明。(是发生极性反转的同步信号的第一例)。
如图16所示的那样，当在防护间隔中存在的同步信号(导频信号)是整数倍(半波长的偶数倍)时，与图15的情况相同，当在每一个符号期间使同步信号反转而输出时，得到在每个符号中极性反转的同步输出。
在此情况下，可以使用图17所示的那样的PLL电路来进行同步信号的检出。
图17是检出在每一个符号期间中反转的同步信号的相位同步电路。
该相位同步电路这样构成在由相位比较器PD2(162)、Amp(放大器163)、LPF(164)、电压控制振荡器(VCO)(165)所构成的PLL电路的VCO输出上插入由イクスクル-シブOR所构成的信号切换器(166)。
相位比较器PD1(161)构成把上述相位同步电路的VCO输出作为输入的同步检波电路。包含施加在输入端子160上的同步信号的分频多路复用信号被输入相位同步电路和相位比较器PD1(161)两者。该相位同步电路为由相位比较器PD2(162)、放大器(163)、LPF(164)、VCO(165)、信号切换器(166)所构成的PLL。
根据所同步检波的PD1(161)的输出，由信号切换器(166)来使PLL的VCO电路(165)的输出反转，而在每个符号中极性反转的同步信号被上述同步检波电路所检出，为了给构成PLL的相位比较器PD2(162)提供极性反转的VCO输出，则对极性反转的同步信号连续地进行锁定动作。
图18是图17中的端子B和A的输出波形。输出A是同步信号输出波形，输出B是在每个符号周期(符号期间)中极性反转来进行传输的符号同步信号。
图19是相对于图17的另一个实施例，信号切换器176被插入相位比较器PD2(172)与放大器(173)之间。
当同步信号反转时，同时检出其并反转误差信号的极性，这样，动作的形态与图17相同地进行。在任一种情况下，同步信号在每一个符号周期(符号期间)中反转，为了检出其并反转PLL的环路特性，VCO不反转，而继续进行连续的动作。这样，能够正常地进行同步信号的解码。
下面参照图10和图12来对本发明的接收装置的第二实施例进行说明。
接收装置的构成由与上述发送装置的逆动作的电路所构成。接收部120，由高频放大器对来自构成该接收部120的接收天线所得到的来自上述发送部112的信号进行放大，而提供给频率变换器121。
该输出信号被提供给中频放大电路122，从上述中频放大电路122作为预定电平的接收信号而输出。
中频放大电路122的输出信号分别提供给正交解调器123和载波检出(载波抽出)电路129。
载波检出电路129具有由图12所示的相位比较器(乘法器)141、LPF 142、VCO电路143、1/4分频电路145所构成的PLL电路，该输出信号所供给的中频振荡电路131是相位误差较少地抽出中心载波的电路。
在本实施例中，传输信息的载波以每个作为符号频率的378Hz而相邻配置，而构成OFDM信号。与中心载波相邻的信息载波离开378Hz，中心载波不受相邻信息载波的影响来进行信息的传输，而使用选择度较高的电路。
在本实施例中，使用PLL电路来进行中心载波的抽出，使用以相邻载波频率间隔的约1/2的±200Hz程度振荡的石英振荡器(VCXO)来作为电压控制振荡器(VCO)143，而使电路动作。在PLL电路中所使用的LPF使用相对于278Hz足够低的截止频率。
该中频振荡电路131的输出信号和经过90°相移电路130的信号分别提供给具有乘法器140、141的正交解调器123，来对实数、虚数(实数部、虚数部)的输出信号进行解码。
该实数部、虚数部输出信号被提供给LPF 124，使作为OFDM信号信息所传输的必要的频带的信号通过，进行所输入的模拟信号的取样，把输出信号提供给A/D变换器(取样电路)125，变换为数字信号。
在取样同步信号发生电路132中，通过与导频信号相位同步的PLL电路来发生频率倍增前的取样时钟信号，给该电路提供正交解调器123的模拟输出信号。PLL对包含防护间隔期间的在各符号区间中作为连续信号所传输的导频信号进行相位同步，而得到解调的导频信号。
在上述发送装置中，导频信号相对于取样时钟频率设定为预定的整数比，进行与频率比相对应的频率倍增，而得到取样时钟信号。
防护间隔处理电路126从所传输的信号以跳动期间ta内的任意定时得到期间ts的有效符号期间信号，从中得到多通路失真的影响较少一方的有效符号期间信号，而给FFT、QAM解码电路127提供输出信号。
用于检出上述符号期间的符号同步信号发生电路133检出上述符号期间。
后续的FFT、QAM解码电路127被供给上述得到的时钟同步信号和符号同步信号，来进行复数傅立叶运算，求出输出信号的每个频率的实数部、虚数部信号(实数部、虚数部)的电平。
把这样得到的每个频率的实数部、虚数部信号电平与用于传输所传送的各载波的实数部、虚数部的基准值的参照用载波的解调输出进行比较，来求出一数字信息传输用载波所传输的量化数字信号电平，来对数字信息进行解码。
该电路127的输出信号经过并串行变换电路128而输出。
下面参照图12来对载波检出电路129和取样同步(取样时钟)信号发生电路132进行说明。
本电路的目的是抽出以一定电平传输的导频信号，据此而生成正确的取样同步(取样时钟)信号。
首先，使构成载波检出电路129的VCO电路143以作为中频10.4MHz的4倍的42.8MHz的频率进行振荡。VCO电路143的输出信号分别经过1/4分频电路144、145提供给乘法器140、141。
来自一方的乘法器141的输出信号被提供给LPF 142，取出符号频率以下成分，其输出信号控制VCO电路143。
由乘法器141、LPF 142、VCO电路143、1/4分频电路145所构成的环路构成PLL电路。
给乘法器140、141的输入端子施加进行了中频放大的信号，由本电路进行正交解码，而得到实数部和虚数部的输出信号。
取样同步信号发生电路132被供给来自正交解调器123的实数部输出信号，而检出作为导频信号所发送的奈奎斯特频率成分。
给分频比可变电路(VCO电路)150供给VCO电路143的输出信号，分频比设定为从1/426到1/438。取样同步信号发生电路132中的乘法器152被供给来自正交解调器123的输出信号和使VCO电路150的信号经过1/2分频电路151的信号，来进行作为相位比较器的动作。
乘法器152的输出信号借助LPF电路而仅使与频率控制相关的误差信号通过。延迟电路154和加法电路155是用于衰减相邻载波成分的电路，使符号频率的387Hz作为具有下降的特性。
在由VCO电路(分频比可变电路)150、乘法器152、LPF 153所构成的PLL电路中，使与在载波抽出部的正交解调器123的实数部输出信号中所包含的连续导频信号相同步的VCO输出信号进行振荡，而作为99kHz的取样时钟输出信号而输出。
在上述实施例中，对为了使257波的载波发生而周期使用256的IFFT的情况进行了描述，下面作为另一个实施例来对周期使用512的IFFT的例子进行说明。
在该周期使用512的IFFT的实施例中，不是使用奈奎斯特频率来作为导频频率，而是使用该取样时钟信号和具有简单的整数比的关系的次数较高的频率。
即，当考虑周期M的IFFT时，在奈奎斯特频率的1/2的位置即第M/4号的频率上配置导频信号，通过OFDM发送的载波使用作为IFFT中的从第一号到第M/4号以及从第3M/4号到第M号而输出的信号。
即使这样使用周期M=2N的IFFT，也能得到与使用周期N的IFFT时等效的IFFT的输出信号。这样，能够传输包含防护间隔并连续的导频信号，同时，对该导频信号进行解码，进行4倍频，由此能够得到取样时钟信号。
此时，在所使用的取样同步信号发生电路中，导频信号的频率与使上述周期N为256的实施例相同，而驱动图10所示的FFT、QAM解码电路127的取样时钟频率成为使周期N为256时的2倍。这样，输出2倍的198kHz的取样时钟信号。
这样，该取样同步信号发生电路与上述实施例相比，在这点上是不同的分频比可变电路150的分频比为1/213～1/219，以及，1/2分频电路51的分频比为1/4，除此之外的构成与图12相同，而省略其说明。
如上述那样，本发明这样构成当调制传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中的两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用载波信号，并且，由于使该载波的调制电平高于其他的传输用子载波的调制电平来进行传输，则在接收侧不会受到相邻载波的影响，由此，能够高速、高精度地生成连续的取样时钟信号。而且，能够比现有技术大幅度地改善重放取样时钟信号的跳动，而提高系统的误差率，而能够实现同时满足同步特性和跳动特性的系统。
在本发明的装置中，防护间隔期间由与驱动IFFT、导频信号生成电路相同的取样时钟所决定，在取样时钟信息的传输中所使用的导频信号被设定为在防护间隔期间中是连续的，实际所传输的导频信号的频谱为单一的。这样，在接收装置内，能够对没有跳动的导频信号进行解码，而能够容易地把在发送装置内动作的IFFT电路和在接收装置内动作的FFT电路的时间关系设定为同一的，就能进行在接近于进行IFFT动作的信号的形式下的FFT动作，而能够实现更正确的信息传输。
本发明的相位同步方式，对连续的或者在每个符号周期(符号期间)中被反转而传输的同步信号信息，能够正常地对同步信息进行解码。这是因为在移动接收等中即使伴随着相位噪声来对时分同步信号进行解码时能够一边修正其一边进行接收，因此，能够良好地对时钟同步信号、符号位置信号进行解码。
由于在作为信息信号而传输的导频信号中插入符号同步信息，就能在时分同步信号到来之前对同步信号进行解码，因此，具有这样的效果即使在图象接收机的频道切换时，也能在短时间中进行频分多路复用信号的解码。
权利要求
1．一种OFDM信号调制装置，通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号，其特征在于，当调制上述传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号。
2．根据权利要求1所述的OFDM信号调制装置，其特征在于，使上述取样时钟重放用基准载波信号的调制电平高于其他的传输用子载波的调制电平。
3．一种OFDM信号调制方法，通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号，其特征在于，当调制上述传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号。
4．根据权利要求3所述的OFDM信号调制方法，其特征在于，使上述取样时钟重放用基准载波信号的调制电平高于其他的传输用子载波的调制电平。
5．一种OFDM信号解调装置，由OFDM信号调制装置所调制的信号被提供于其上，上述OFDM信号调制装置通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号，当调制上述传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号，其特征在于，该OFDM信号解调装置包括OFDM解调装置，对上述OFDM调制信号进行解调；取样时钟重放装置，用于提供由上述OFDM解调装置所解调的重放用基准载波信号来生成取样时钟信号。
6．一种OFDM信号解调方法，对由OFDM信号调制方法所调制的信号进行解调，上述OFDM信号调制方法通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号，当调制上述传输信号时，分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号，其特征在于，该OFDM信号解调方法包括OFDM解调步骤，对上述OFDM调制信号进行解调；取样时钟重放步骤，提供由上述OFDM解调装置所解调的重放用基准载波信号来生成取样时钟信号。
7．一种正交频分多路复用信号发送装置，包括IFFT、导频信号生成电路，提供数字信息信号，并产生包含导频信号并进行正交频分多路复用的多值QAM调制信号；防护间隔设定电路，给上述有效符号区间附加用于重复传输有效符号区间中的预定区间的上述多值QAM调制信号的防护间隔，来生成符号区间；时钟信号发生电路，生成驱动上述IFFT、导频信号生成电路的时钟信号和驱动上述防护间隔设定电路的时钟信号，设定上述防护间隔，以便于上述导频信号在上述各防护间隔内存在相当于一个周期的整数倍或者1/2周期的奇数倍的期间，并且，设定上述各符号区间的导频信号，以便于遍及多个上述符号区间，上述导频信号成为连续信号的状态。
8．一种正交频分多路复用信号接收装置，其正交频分多路复用信号是把包含同步信号的导频信号存在相当于其一个周期的整数倍或者1/2周期的奇数倍的期间的一个防护间隔和接着其的一个有效符号区间作为一个符号区间来进行发送，其特征在于，包括频率变换器，把接收的正交频分多路复用信号变换为中频；防护间隔处理电路，从由上述频率变换器所输出的正交频分多路复用信号的上述符号区间的信号来得到应解码的上述有效符号区间的信号；FFT、QAM解码电路，对上述防护间隔处理电路的输出进行解码；同步信号发生电路，根据使用相位同步电路所解调的上述导频信号，来生成驱动上述防护间隔处理电路的时钟信号和驱动上述FFT、QAM解码电路的时钟信号。
9．一种正交频分多路复用信号发送装置，包括IFFT、导频信号生成电路，提供数字信息信号，并产生包含导频信号并进行正交频分多路复用的多值QAM调制信号；防护间隔设定电路，给上述有效符号区间附加用于重复传输有效符号区间中的预定区间的上述多值QAM调制信号的防护间隔，来生成符号区间；设定上述防护间隔，以便于上述导频信号在上述各防护间隔内存在相当于一个周期的整数倍或者1/2周期的奇数倍的期间，在上述一个符号区间内成为连续信号的状态；并且，设定上述各符号区间的导频信号，以便于在连续的多个上述符号区间中，导频信号成为在每个上述防护间隔的开始点反转连续信号的极性的状态。
10．一种正交频分多路复用信号接收装置，其正交频分多路复用信号是把包含同步信号的导频信号存在相当于其一个周期的整数倍或者1/2周期的奇数倍的期间的一个防护间隔和接着其的一个有效符号区间作为一个符号区间来进行发送，其特征在于，包括；频率变换器，把接收的正交频分多路复用信号变换为中频；防护间隔处理电路，从由上述频率变换器所输出的正交频分多路复用信号的上述符号区间的信号来得到应解码的上述有效符号区间的信号；FFT、QAM解码电路，对上述防护间隔处理电路的输出进行解码；同步信号发生电路，生成时钟信号，在上述同步信号发生电路中，在每个上述符号区间中把构成用于解调所接收的上述导频信号的相位同步电路的相位比较器的输入信号或者输出信号的极性进行反转，来解调上述导频信号，根据该解调的导频信号，来生成驱动上述防护间隔处理电路的时钟信号和驱动上述FFT、QAM解码电路的时钟信号。
全文摘要
本发明涉及以OFDM调制方式来发送的OFDM信号调制装置,特别是涉及能够不受相邻子载波的影响而进行高精度重放的OFDM信号调制装置。通过OFDM(正交频分多路复用)调制方式来对包含同步用子载波信号的数据信号进行处理以生成调制信号的OFDM信号调制装置,当调制上述传输信号时,分配OFDM调制频谱的多个子载波中两端的载波(正负奈奎斯特频率)来作为取样时钟重放用基准载波信号。
文档编号H04J11/00GK1221270SQ9812338
公开日1999年6月30日 申请日期1998年12月14日 优先权日1997年12月25日
发明者佐伯隆昭, 金子敬一, 高桥宣明, 高桥暹, 杉山贤二 申请人:日本胜利株式会社