专利名称：Cdma接收器的制作方法
技术领域：
本发明涉及CDMA接收器，并特别涉及这样的CDMA接收器，它用于接收已由预定的扩展代码序列扩展的数据、计算基准代码序列与通过以预定的采样率对接收的信号采样所获得的扩展数据序列之间的相关值、并采用相关值最大化的定时作为解扩开始定时。
在现代移动通信领域中正积极竞相发展越来越小的终端，并需要降低这些终端的功耗。
作为用于实现无线多媒体通信的下一代移动通信系统，已经开发了使用DS-CDMA(直接序列码分多址)技术的数字蜂窝无线通信系统。在这类CDMA数字蜂窝无线通信系统中，基站在多路复用带有扩展代码的信息时发送控制信息和用户信息。各个移动台从基站接收控制信息，使用由基站规定的扩展代码扩展发送信息，并然后发送该信息。通过接收这一控制信息，每一移动台能够执行各种控制操作。例如，移动台执行关于区域中各基站的位置记录和信息的获取，并进行对呼叫开始和入站呼叫等待的控制。为了在这类CDMA数字蜂窝无线通信系统中使移动台从基站接收控制信息，必须标识已经受到扩展频谱调制的扩展数据开始定时(相位)。
图13是表示基站装置中CDMA发送器的构造的图示，该装置在代码多路复用数据时发送控制和用户信道的传输数据。发送器包括各控制/用户信道的扩展频谱调制器111-11n，每一具有帧产生器21、用于把帧数据转换为并行数据的串行/并行(S/P)转换器22、及扩展电路23。帧产生器21包括用于产生串行发送数据D1的发送数据产生器21a、用于产生导频信号p的导频信号产生器21b、用于把串行数据D1每次形成为规定位数的块并在每一块的前后插入导频信号p从而形成帧的成帧电路21c。导频信号，例如当所有“1”时，允许接收器识别出由发送所引起的相位旋转量，从而数据可受到反向等量的相位旋转。
另外S/P转换器22每次分配帧数据(导频信号和传输数据)一位，以便转换帧数据为I分量(相位内分量)数据DI和Q分量(正交相位)数据DQ。
扩展电路23包含用于产生基站特定的pn序列(长代码)的pn序列产生器23a，用于产生控制信道和用户信道特定的正交金代码(短代码)的正交金代码产生器23b，用于通过在长代码和短代码之间取“异”输出扩展代码C1的“异”门23c，及用于分别在DI及DQ(符号)和扩展代码C1之间取“异”而进行扩展频谱调制的“异”门23d、23e。应当注意，由于“1”是电平-1而“0”是电平+1，信号之间的“异”与它们之间的积相同。
图13中还示出组合器电路12i，用于通过组合由各用户信道调制器111～11n输出的I分量扩展频谱调制信号VI，输出I分量代码多路复用的信号∑VI；用于通过组合各由扩展频谱调制器111～11n输出的Q分量扩展频谱调制信号VQ，输出Q分量代码多路复用的信号∑VQ；用于分别限制代码多路复用信号∑VI、∑VQ的带宽的FIR型码片成形滤波器13i、13q；用于把各滤波器13i、13q的模拟输出转换为模拟信号的DA转换器14i、14q；用于向I和Q分量的代码多路复用信号∑VQ施加正交相移键控(QPSK)调制并输出调制信号的正交调制器15；用于把正交调制器的输出信号频率转换为视频、施加高频放大并然后输出信号的发送电路16，及天线17。
图14是表示移动台接收器构造的图示。接收器包括天线21；用来从RF(视频)向IF(中频)进行放大和频率转换的接收器电路22；用于进行QPSK检测并输出I、Q信号的QPSK检测器23；用于把基带模拟I、Q信号分别作为检测器输出转换为数字I、Q数据的AD转换器24；用于通过与基站相同的扩展代码序列使I，Q数据多路复用进行解扩的解扩电路25；用于进行同步检测、数据鉴别和纠错的数据解调器26；以及搜索器27。
搜索器27具有用于进行相关的匹配滤波器31、用于标识扩展开始定时(相位)的定时标识单元32、及用于产生基准代码序列的代码表33。匹配滤波器31进行接收的扩展数据序列和基准代码序列之间的相关操作，以便标识解扩开始定时。定时标识单元32基于接收的扩展数据序列和基准代码序列之间的相关值超过设定水平的定时，获取扩展开始定时(相位)。
图15是用来描述匹配的滤波器结构及确定解扩定时方法的图示。匹配滤波器31包括用于在码片频率fC顺序移位基带的扩展数据序列的(n+1)码片移位寄存器(s0-sn)31a；用于在码片频率存储作为基准代码序列的扩展代码序列的(n+1)码片移位寄存器(c0-cn)31b；用于使基带扩展数据序列和基准代码序列的对应的位相乘的(n+1)数目乘法器(MP0-MPn)31c；以及用于使乘法器的输出相加的加法器电路31d。
当通过匹配的滤波器(MF)31计算接收的扩展数据序列和基准代码序列之间的相关时，相关值在扩展数据序列与基准代码序列一致的时刻变大。于是，定时标识单元32监视由匹配的滤波器31输出的相关值，作为解扩开始定时标识相关值超过设定水平的时刻，并输出指示这一情形的信号。
以上与到移位寄存器31a的输入为由对正交检测器23(图14)在码片频率fC的输出信号采样，并把这一模拟信号转换为数字数据所获得的扩展数据序列的情形有关。每个码片获得单一的相关值。然而，如果使采样频率高，则每码片可获得多个相关值。图16是用于描述指示数个附加采样和相关值输出之间的关系的仿真结果的图示。图16示出在其采样频率等于8×fC的八个附加采样时间的匹配的滤波器相关值输出。仿真条件如下(1)扩展代码M序列(x18+x7+1)(2)扩展率16(3)匹配滤波器分支(tap)数256(4)滚降特性由正弦曲线代替从匹配滤波器的这一相关值输出特性明显的是，通过八个附加采样每码片能够获得八个相关值。例如，假设当对具有最大开口的眼睛模式位置采样时相关值输出为1。当偏移为1/8码片时，输出降低大约0.5dB，并当偏移为2/8时，输出降低大约3dB。当偏移为4/8码片时，没有相关值输出。
(1)如果使采样频率为n倍码片频率，即如果有n个附加采样，则能够以1/n码片相位间隔获得相关值。于是，与采样频率等于码片频率的情形比较，能够以n倍大的相位精度获得相关值达到最大的定时，即解扩定时。
(2)从匹配滤波器相关值输出特性将可理解，除非匹配滤波器的相关计算定时从正常定时移动±1/2码片或更多，否则不能获得相关输出，并如果相位差在大值取得，即使移动(相位差)小于1/2码片，则相关输出变小。
图17是表示在附加采样数目n为4、8、16的情形下接收线质量(C/N比率)和BER(位误码率)之间的关系。图17中的标号1表示在四个附加采样(n＝4)时的BER-C/N比率特性，2表示在8个附加采样时的BER-C/N比率特性，且3表示在16个附加采样时的BER-C/N比率特性。附加采样数目越大，则对于相同C/N比率的BER越小。于是，能够理解，即使在接收状态不良的情形下，如果附加采样数目增加，也能使BER变小。
在进行解扩的情形下，如果解扩定时移动一个码片，则不能获得解扩输出。相移越大，解扩输出越小。特别地，如果接收电平低，则相移的影响大，且位差错由于相位差而增加。因而在先有技术中，增加匹配的滤波器采样率以改进解扩开始定时被检测到的精度。
然而，如图15所示，匹配滤波器包括分别用于基带扩展数据和基准代码序列的两个位移寄存器31a、31b，用于对基带扩展数据和基准代码序列相乘的乘法器电路31c，及用于对乘法器的输出求和的加法器电路31d。此外，A/D转换器24(图14)连接到匹配的滤波器31。当包含这些组件时，电路规模变得特别大，并且工作频率越高，功耗越大。这样，达到低功耗是困难的。结果是，其中匹配的滤波器的采样率做得较高的通常的CDMA接收器功耗量大。这是需要解决的问题。
于是，本发明的一个目的是要提供一种CDMA接收器，其中能够降低功耗，并能够保持检测解扩定时的精度。
根据本发明，通过提供一种CDMA接收器而达到上述目的，该CDMA接收器包括用于检测接收状态的接收状态检测器、用于决定符合接收状态的采样率的采样控制器、用于计算基准代码序列和通过以上述采样率对收到的信号采样获得的扩展数据序列之间的相关的相关器(匹配的滤波器)、以及用于获得相关值最大化的定时并采用这一定时作为解扩开始定时的定时检测器。更具体来说，如果接收状态良好，则附加采样数目降低，并降低匹配滤波器的工作速度，从而使能够降低功耗。如果接收状态不良，则扩大附加采样数目以改进检测解扩定时的精度。
能够用作为用于检测接收状态的接收状态检测器的检测器的例子是(1)用于检测收到的信号电场强度的场强检测器，(2)用于检测AGC电路控制电压的AGC控制电压检测器，(3)用于检测进行解扩之后的信号功率的功率检测器，(4)用于检测进行解扩之后的SIR(信号干扰比)的SIR检测器，及(5)用于检测收到的代码的位误码率的位误码率检测器。
在控制的初始阶段，按接收场强或AGC控制电压控制采样率，并然后按解扩信号功率或SIR控制采样率，或者进而按位误码率控制采样率。如果采用这一安排，则能够从还没有进行信道估计的早期阶段，诸如在初始同步化时，控制匹配的滤波器的采样率，能够缩短为使采样率收敛到最佳采样率所需的时间，并能够降低CDMA的功耗。
从以下结合附图进行的说明，本发明其它的特点和优点将显而易见。
图1是表示根据本发明的CDMA接收器的第一实施例的框图；图2是表示无线单元和基带单元结构的框图3是表示采样控制器外围电路结构一例的图示；图4是用于决定附加采样数目的处理流程图；图5是表示根据本发明的CDMA接收器的第二实施例的框图；图6是表示根据本发明的CDMA接收器的第三实施例的框图；图7是表示计算功率的安排的图示；图8是表示根据本发明的CDMA接收器的第四实施例的框图；图9A和9B是分别用于描述SIR的结构和操作的图示；图10是表示根据本发明的CDMA接收器的第五实施例的框图；图11是根据第五实施例用于描述用于改变附加采样数目的控制的图形表示；图12是表示根据本发明的CDMA接收器的第六实施例的框图；图13是表示根据先有技术的CDMA发送器结构的图示；图14是表示根据先有技术的移动台接收装置结构的框图；图15是用于描述根据先有技术匹配滤波器的结构和确定解扩定时方法的图示；图16是表示根据先有技术的附加采样数目和相关值输出之间的关系的说明图示；以及图17是用于描述附加采样数目转移的图示。
(a)第一实施例图1是表示根据本发明的CDMA接收器的第一实施例的框图。根据这一实施例，检测接收场强并控制匹配滤波器的附加采样数目与检测的值一致。
如图1所示，CDMA接收器包含天线51、用于使天线51接收的信号受到高频放大并用于实现从射频到中频转换的无线单元52、及用于进行QPSK正交检测以输出模拟I、Q信号，把I、Q信号转换为数字I、Q数据并输出这一数据的基带单元53。基带单元53中的AD转换器(稍后说明)以2n倍码片速率的附加采样率对模拟I、Q信号采样，把这些模拟信号转换为数字信号并输出基带的数字接收的扩展数据序列。
CDMA接收器还包括解扩电路54，用于通过由基带单元53输出的I、Q数据，与通过使用与基站相同的扩展代码产生的扩展代码序列相乘，进行解扩，用于进行同步检测的同步检测器55a，用于进行数据鉴别和纠错的代码鉴别/纠错单元55b，用于检测并输出SIR的SIR(信号干扰比)检测器56，用于在预定的扩展代码定时产生基准代码序列的扩展代码序列产生器57。
CDMA接收器还包括匹配滤波器(相关器)58，向该滤波器的输入是已经以2n倍码片速率的附加采样率转换为数字数据的接收的基带扩展数据序列。匹配滤波器58计算并输出接收的扩展数据序列和基准代码序列之间的相关值。CDMA接收器还包括定时检测器59，用于检测从匹配滤波器58输出的相关值为最大的定时。这一定时采用为解扩开始定时。
还包括用于检测RSSI(接收信号强度指示)的RSSI检测器60。RSSI检测器60从无线单元52中的中频放大器的输出或从基带单元53的检测输出检测RSSI。采样控制器61基于接收状态的可接受性，即接收场强，控制匹配滤波器58的采样频率(附加采样数n)，并产生具有上述频率的时钟信号CSPL。附加采样数n意味着采样频率为n倍码片频率。
图2是表示无线单元和基带单元结构的框图。无线单元52包括天线调谐器52a，高频乘法器52b，用于把RF信号转换为IF信号的频率转换器52c，IF放大器52d和AGC电路52e，用于基于IF输出电平控制高频放大器52b增益，从而以这样的方式进行控制，使得IF输出值将变为固定值。RSSI检测器(图1)从放大器52d的输出检测RSSI。基带单元53包括用于对输出I，Q信号进行QPSK检测的QPSK正交检测器53a，及AD转换器53b，用于基于由采样控制器61输出的指定的采样频率的时钟信号CSPL把模拟信号I，Q转换为数字I，Q数据(基带的扩展数据序列)。AD转换器53b输出I，Q数据。
图3是表示采样控制器61外围电路结构的图示。图3中与图1和2中所示的等同的组件由同样的标号标记。采样控制器61具有ROM表61a，其中事先写有对检测的RSSI值优化的匹配滤波器58的附加采样数。例如，(1)50dBμ已经作为接收场强的第一阈值SH4存储，以便从22(＝4)到23(＝8)或从8到4改变附加采样数，以及(2)20dBμ已经作为接收场强的第二阈值SH8存储，以便从23(＝8)到24(＝16)或从16到8改变附加采样数。采样控制器61还包括用于基于RSSI值决定附加采样数(附加采样频率)的控制电路61b，及用于产生与所决定的附加采样数相相符的采样频率的时钟信号CSPL的可变时钟产生器61c。可变时钟产生器61c的输出时钟及进入扩展代码序列产生器57的扩展代码定时被同步控制。
图4是由采样控制器61控制电路61b执行的处理以决定附加采样数的流程图。这是附加采样数在4，8和16之间依照接收场强切换附加采样数的情形。
当激活CDMA接收器时，附加采样数N初始设置为8(步骤101)。然后控制电路61b以预定时间间隔从RSSI检测器60接收RSSI值(步骤102)，计算这些值的平均值并存储这平均值(步骤103)。在计算平均值之后，控制电路参照ROM表61a，读入第一阈值SH4(＝50dBμ)(步骤104)并确定AVG＞SH4(＝50dBμ)是否成立(步骤105)。如果AVG＞SH4成立，即如果接收状态良好，则控制电路把附加采样数N降低到4(步骤106)。然后控制返回步骤102，从而重复处理过程。
如果在步骤105发现AVG≤SH4(＝50dBμ)成立，则控制电路参照ROM表61a，读入第二阈值SH8(＝20dBμ)(步骤107)并确定AVG＞SH8(＝50dBμ)是否成立(步骤108)。如果AVG＞SH8成立，意即接收状态一般或不错，则控制电路使附加采样数N等于8(步骤109)。然后控制返回步骤102，从而重复处理过程。
如果在步骤S108发现AVG≤SH8(＝20dBμ)成立，意即接收状态不良，则控制电路使附加采样数N等于16(步骤110)。然后控制返回步骤102，从而重复处理过程。
这样，如果接收状态良好，则附加采样数降低，且匹配滤波器的工作速度降低，从而使其能够降低功耗。如果接收状态不良，则扩大附加采样数以改进检测解扩定时的精度。
虽然以上涉及到在符合接收场强之下在三个阶段上改变附加采样数的情形，但也可采用其中在两个阶段之间或四个或更多阶段之间转换的安排。
(b)第二实施例图5是表示本发明第二实施例的框图。图5中与图1中所示第一实施例相同的组件以相同的标号标记。这一实施例不同于第一实施例在于，取消了RSSI检测器60并由用于检测AGC(自动增益控制)电压的AGC电压检测器65代替，并在于采样控制器61不是基于RSSI值而是基于AGC电压确定接收状态是否为可接受，并基于AGC电压控制匹配滤波器58的附加采样数。
如果接收状态良好，则IF放大器52d(见图2)的输出增加，而作为AGC电路52e的输出的AGC控制电压降低。反之，如果接收状态不良，则IF放大器52d的输出降低且AGC控制电压增加。AGC电压检测器65检测AGC控制电压，并向采样控制器61输入指示它的信号。如果AGC控制电压低，则接收状态良好。因而采样控制器61减少附加采样数，并降低匹配滤波器58的工作速度。如果AGC控制电压高，则接收状态不良，因而采样控制器61增加附加采样数并提高匹配滤波器58的工作速度。应注意，附加采样数能够基于AGC控制电压在两或更多阶段上被控制。
以上涉及的是由AGC控制电压控制AGC放大器的增益以便使输出不变的情形。可代替AGC放大器而使用分步衰减器，并能够控制其分步衰减因子以产生固定的输出。这种情形下，将基于分步衰减控制电压控制附加采样数。
(c)第三实施例图6是表示本发明的第三实施例的框图。图6中与图1中所示第一实施例相同的那些组件由相同的标号标记。这一实施例不同于第一实施例在于，取消了RSSI检测器60并由功率检测器70代替，用于检测同步检测器55a的输出信号(解扩信号)的功率，并在于采样控制器61基于解扩信号功率确定接收状态是否为可接受，并基于解扩信号功率转换匹配滤波器58的附加采样数。
如果接收状态良好，则解扩信号功率高，并如果接收状态不良则低。功率接收器70检测解扩信号功率并向采样控制器61输入指示功率的信号。后者是指从功率检测器70进入的解扩信号功率，并如果功率高，则把这看作指示良好接收，减少附加采样数并降低匹配滤波器的工作速度。另一方面，如果功率低，则采样控制器61把这看作是指示不良接收，增加附加采样数并提高匹配滤波器的工作速度。应当注意，采样控制器61能够基于解扩信号功率值在两个或三个阶段上控制附加采样数。
在使用一个基站代码(扩展代码)从基站接收扩展数据序列的单一代码的情形下，解扩信号功率本身能够用作为控制参数。然而，在使用多个基站代码同时接收来自多个基站的扩展数据序列的多代码情形下，当进行软越区转接时，最小功率是从由对来自各基站的扩展数据序列进行解扩获得的解扩信号功率之中获得的，并基于这一最小功率决定附加采样数。
图7是表示用于计算解扩信号的配置的图示。这里MP表示乘法器，而AVR表示平均值电路。通过解扩和同步检测获得的I(同相)信号和Q(正交)信号如果以I-Q复数计法表示，则关系如下I+jQ＝(I2+Q2)1/2exp(jθ)。于是，多路复用器MP对r(＝I+jQ)及其复数共轭r*(＝I-jQ)一同多路复用，此后由平均值电路对乘积求平均值，其输出是功率(I2+Q2)。
(d)第四实施例图8是表示本发明第四实施例的框图。图8中与图1中所示第一实施例相同的组件由类似的标号标记。这一实施例不同于第一实施例在于取消了RSSI检测器60，并在于采样控制器61基于SIR确定接收状态是否为可接受，并基于SIR转换匹配滤波器58的附加采样数。根据第三实施例，如果解扩信号的功率高，则认为接收状态良好。然而，有干扰量大这样的情形，而当处于这种情形下时接收状态不能认为是良好的。换言之，只是因为解扩信号功率大，接收状态不一定良好。另一方面，如果接收状态良好，则SIR总是大的并且，如果接收状态不良，则SIR总是小的。
SIR检测器56检测SIR并向采样控制器61输入指示这SIR的信号。后者判定从SIR检测器56输入到它的SIR的量值。如果SIR大，这意味着接收状态良好，因而采样控制器61减少附加采样数，并降低匹配滤波器工作速度。如果SIR小，这意味着接收状态不良，并因而采样控制器61增加附加采样数并提高匹配滤波器的工作速度。应当注意，采样控制器61能够基于SIR在两个或三个阶段上控制附加采样数。
图9A是表示SIR检测器结构的图示。如图9A所示，装置包括信号点位置改变单元56a，如图9B所示，该单元把I-jQ复平面中接收的信号点的位置向量R(其I和Q分量分别为RI，RQ)转换为平面第一象限中的点。更具体来说，信号点位置改变单元56a取接收信号点位置向量R的I分量(同相分量)RI和Q分量(正交分量)RQ的绝对值，以便把这一位置向量转换为I-jQ复平面第一象限中的信号。SIR检测器还包括用于接收信号点位置向量的N个符号平均值m的求平均算术单元56b，用于通过对平均值m的I和Q分量求平方并求平方的和而计算m2(所需信号的功率S)的所需波功率算术单元56c，及接收功率计算单元56d，用于对接收信号点的位置向量R的I和Q分量RI和RQ求平方，并对平方求和，即用于进行以下计算P＝RI2+RQ2从而计算接收的功率P。SIR检测器还包括用于计算接收功率的平均值的平均值算术单元56e，用于从接收功率平均值减去m2(所需波的功率S)从而输出干扰波功率I的减法器56f，以及用于从所需波功率S和干扰波功率I根据以下等式计算SIR的SIR算术单元56g
SIR＝S/I(e)第五实施例图10是表示本发明第五实施例的框图。图10中与图1中所示第一实施例相同的组件由相同的标号标记。这一实施例不同于第一实施例在于，取消了RSSI检测器60，并代之以BER测量单元80，并在于采样控制器61基于BER(位误码率)确定接收状态是否可接受，并基于BER值转换匹配滤波器的附加采样数。
代码鉴别/纠错单元55b使用事先附加在数据上的纠错码进行差错检测和校正，输出标识代码，并当检测出差错时向BER测量单元80输入差错检测信号。BER测量单元80计数差错检测信号并向采样控制器61作为BER输入每固定时间段的差错检测计数。采样控制器61对BER的量值与阈值进行比较。如果BER小，则这意味着接收状态良好，因而采样控制器61减少附加采样数并降低匹配滤波器的工作速度。如果BER小，则这意味着接收状态不良，并因而采样控制器61增加附加采样数并提高匹配滤波器的工作速度。应当注意，采样控制器61能够基于SIR在两个或更多阶段上控制附加采样数。
图11是用于描述根据第四实施例转换附加采样数的控制的图形表示。图11中标号1标记按四个附加采样(n＝4)时间的BER-C/N比率特性，标号2标记按八个附加采样时间的BER-C/N比率特性，标号3标记按16个附加采样时间处的BER-C/N比率特性。如果作为用于改变采样数临界值的BER的阈值为1×10-5，则附加采样数将如图11实线所示发生转移。即，四个附加采样以C/N比率＞15.6dB进行，八个附加采样以13dB＜C/N比率＜15.6dB，而16个附加采样以C/N比率＜13dB。
以上涉及通过基于ECC代码的检测差错而测量BER的情形。然而，能够事先向传输侧上的时隙插入唯一的字，诸如同步字已知位序列，使用这一位序列在诸如帧单元固定的时间段内测量接收侧上的位误码率(BER)，并依照测量的结果，控制匹配滤波器58的附加采样数。
(f)第六实施例图12是表示本发明第六实施例结构的框图。这一实施例在多个阶段上控制附加采样数。图12中与第一到第四实施例相同的组件由相同的标号标记。第六实施例(1)基于接收信号强度(RSSI值)或AGC控制电压值在信道估计不可能的控制初始阶段控制匹配滤波器58的附加采样数，(2)基于解扩信号功率或下一个阶段的SIR进行控制以便优化匹配滤波器的附加采样数，(3)最后基于最后阶段BER值调节匹配滤波器的附加采样数。
更具体来说，在信道估计不可能的控制的初始阶段，RSSI检测器60或AGC电压检测器65检测接收信号强度RSSI或AGC控制电压，并向采样控制器61输入检测值。后者基于检测值控制匹配滤波器58的附加采样数。
以下，当达到能够进行解扩状态时，SIR检测器56或解扩信号功率检测器70检测SIR或解扩信号功率，并向采样控制器61输入检测值。后者基于检测值控制匹配滤波器58的附加采样数。
最后，当达到获得BER的状态时，BER测量单元80测量BER并向采样控制器61输入检测值。后者基于BER值控制匹配滤波器58的附加采样数。
这样，根据以上，能够从控制的初始阶段控制匹配滤波器的附加采样数。结果，能够以高速控制附加采样数。此外，用于优化附加采样数的控制及用于缩短附加采样数收敛时间的控制成为可能。
以上涉及了附加采样数在三个阶段控制的情形。然而，能够采用其中省略三个阶段任何之一以便能够进行两阶段控制的安排，或其中划分每一阶段的检测使能够进行几个阶段的控制。
进而，为了加速控制回路收敛并在每一阶段达到附加采样数控制的优化，能够采用对控制系数加权。
根据上述的本发明，如果接收状态良好，能够减少附加采样数并降低匹配滤波器的工作速度。只要接收状态不良，则提高匹配滤波器的工作速度以改进检测解扩定时的精度。这使得能够降低功耗。此外，即使在接收状态不良的情形下，也能够改进检测解扩定时的精度。
进而，根据本发明，(1)用于检测接收信号电场强度的场强检测器、(2)用于检测AGC电路控制电压的AGC控制电压检测器、(3)用于在进行解扩后检测信号功率的功率检测器、(4)用于在进行解扩后检测SIR的SIR检测器、或(5)用于检测接收的代码位误码率的位误码率检测器能够用作为用于检测接收状态的接收状态检测器。因而，根据本发明，能够采用适当的手段降低功耗并改进检测解扩定时的精度。
此外，根据本发明，依照在控制初始阶段的接收场强或AGC控制电压控制采样速率，然后依照解扩信号功率或SIR扩展采样速率，并进而基于位误码率控制采样速率。结果，能够从还没有进行信道估计的早期阶段，诸如在初始启动时间，控制匹配滤波器的采样速率，能够缩短用于优化采样速率及用于控制收敛所需的时间，并能够降低CDMA接收器的功耗。
由于在不背离其精神和范围之下能够作出本发明许多明显很不相同的实施例，故应当理解，本发明除了所附权利要求中所定义之外不限于其特定的实施例。
权利要求
1.一种CDMA接收器，用于接收包含已由预定的扩展代码序列扩展的数据的信号，计算基准代码序列与通过以预定采样速率对接收的信号采样而获得的扩展数据序列之间的相关值，并采用相关值最大化的定时作为解扩开始定时，该CDMA接收器包括用于检测接收状态的接收状态检测器；用于决定与接收状态一致的采样速率的采样控制器；用于计算基准代码序列与通过以所述采样速率对接收信号采样而获得的扩展数据序列之间的相关的相关器；以及用于获得相关值最大化定时的定时检测器。
2.根据权利要求1的接收器，其中所述采样控制器这样进行控制，使得如果接收状态良好，则降低采样速率。
3.根据权利要求2的接收器，其中所述接收状态检测器包括用于检测接收信号电场强度的接收场强检测器；以及当场强强时，所述采样控制器减少附加采样数n，并当场强弱时增加附加采样数n，其中当采样频率为扩展代码序列的码片频率n倍时，附加采样数定义为n。
4.根据权利要求2的接收器，其中所述接收状态检测器具有用于检测AGC电路控制电压的AGC控制电压检测器；以及当AGC控制电压低时，所述采样控制器减少附加采样数n，并当AGC控制电压高时，增加附加采样数n，其中当采样频率为扩展代码序列码片频率n倍时，附加采样数定义为n。
5.根据权利要求2的接收器，其中所述接收状态检测器具有用于检测解扩之后的信号功率的功率检测器；以及当信号功率高时，所述采样控制器减少附加采样数n，并当信号功率低时，增加附加采样数n，其中当采样频率为扩展代码序列码片频率n倍时，附加采样数定义为n。
6.根据权利要求2的接收器，其中所述接收状态检测器具有用于检测解扩之后的SIR(信号干扰比)检测器；以及当SIR高时，所述采样控制器减少附加采样数n，并当SIR低时，增加附加采样数n，其中当采样频率为扩展代码序列码片频率n倍时，附加采样数定义为n。
7.根据权利要求2的接收器，其中所述接收状态检测器具有用于检测接收代码位误码率的位误码率检测器；以及当位误码率低时，所述采样控制器减少附加采样数n，并当位误码率高时，增加附加采样数n，其中当采样频率为扩展代码序列码片频率n倍时，附加采样数定义为n。
8.根据权利要求1的接收器，其中所述采样控制器依照控制初始阶段的接收场强或AGC控制电压控制采样速率，并然后依照信号功率或解扩后的SIR控制采样速率。
9.根据权利要求1的接收器，其中所述采样控制器依照控制初始阶段的接收场强或AGC控制电压控制采样速率，然后依照信号功率或解扩后的SIR控制采样速率，并然后依照位误码率控制采样速率。
全文摘要
一种CDMA接收器,用于接收包含已由预定的扩展代码序列扩展的数据的信号,计算基准代码序列与扩展数据序列之间的相关值,并采用相关值最大化的定时作为解扩开始定时,其中,接收状态检测器检测接收状态,采样控制器决定与接收状态一致的采样速率,相关器计算基准代码序列与通过以上述采样速率对接收信号采样而获得的扩展数据序列之间的相关,以及定时检测器获得相关值最大化的解扩开始定时。
文档编号H04B1/707GK1251485SQ9911838
公开日2000年4月26日 申请日期1999年9月3日 优先权日1998年9月7日
发明者芳贺嘉伸, 三上卓 申请人:富士通株式会社