利用频谱估计平滑信道估计的接收机的制作方法

专利名称：利用频谱估计平滑信道估计的接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码的接收机，更加具体地说，涉及到使用一些可将其中心频率根据有延迟的传播路径的幅度和相位估测变化值进行调整的滤波器。
无线电接收机，比方说CDMA系统的无线电接收机，从发射机接收数字编码调制信号。这些信号包括在已知的时间间隔中已知的预先选择的信号模式。利用已知的信号模式，以及可以选择的，在数据译码以后获得的数据信号，接收机形成发射机和接收机之间传播路径特性的相位和幅度的连续估计也就是复值估计。这些估计包括在多径传播情形下的多径估计。
有必要平滑连续信道估计序列以减少噪声和估计误差。如长期平均所期望的那样，当衰落谱关于零频对称的时候，具有对称滤波器响应的平滑滤波器是合适的。但是，对于秒这一量级上的短期平均，由于多径射线到达角的非均匀分布，衰落谱有可能是非对称的。
利用嵌入信号的已知码元，以及接收机译码获得的位置信息码元，从收到的无线电信号对信道进行估计，这是本领域中是众所周知的。这种接收机的实例在美国专利第5331666、5335250、5557645和5619533号中进行了介绍，1994年9月14日提交的第08/305727号美国专利申请也对此进行了介绍，在这里将它们全部引入作为参考。美国专利第5151919和5218619号介绍了利用CDMA系统专用信道估计器的接收机实例，在这里也将它们引入作为参考。
平滑信道估计可以利用具有一系列复系数的有限冲击响应滤波器(FIR)来实现。关于利用有限冲击响应滤波器进行信道估计平滑的讨论，也就是自回归，可以在“移动无线电信道的自适应均衡”(硕士论文，Lars Lindblom，Uppsala大学，1992年，ISSN 03468887)中找到，在这里也将它引入作为参考。这篇论文讨论了让平滑滤波器的特性适应信号的衰落谱能够带来的好处。但是，在本领域中，信号的衰落谱被假设为对称的。对于长期平均，比如几分钟的平均，按照城市移动无线电传播环境中的Jake衰落模型，衰落谱有可能是对称的。利用Jake模型及其改进来加速通信系统性能仿真的计算可以在1993年6月24日第29卷第13期电子通信杂志第1162页开始，标题是“重温Jake的衰落模型”的Dent等等的文章中找到，在这里将这篇文章引入作为参考。
Jake的模型假设在移动接收机附近反射物体具有均匀的角分布。相对于运动方向不同角度反射信号的相对多普勒频移按照到达角的余弦变化。对于均匀的角分布，多普勒谱也是对称、两面的，从移动接收机后面到达具有负多普勒频移的反射能量跟从接收机前面到达具有正多普勒频移的反射能量一样多。跟从前面到达接收机的射线比起来，从后面到达接收机的射线经过的发射机和接收机之间的传播途径显然不同。但是，在现有技术中忽略了这些延迟差。Jake模型假设具有这些延迟差的射线仍然能够合并起来，获得延迟等于这些射线的平均的一条路径的一个纯净的衰落波形。更具体地说，延迟在正负0.5个调制码元周期之内的射线被合并起来，获得具有平均延迟的一条纯净的衰落射线。延迟超出正负0.5个调制码元周期的信号被组合到另外一个正负0.5码元窗口，获得具有不同平均延迟的另外一个纯净的衰落波形。这些不同的纯净衰落波形跟它们的调制码元间隔延迟被随后用于表征多径信道。于是多条路径中的每一条并不是都被假设为符合Jake衰落模型，也就是说，每一条路径都是从所有方向均匀地到达的射线的组合。
在宽带码分多址系统(WBCDMA)中，调制码元间隔要短得多。这样就能够以精细得多的时间分辨率分解多条路径。这样，使用Jake模型已经不再合适，它将传播延迟只是不到一个微秒的射线加起来。这一相加只有在窄带频分多址或者中等带宽的时分多址系统中才有效。在宽带码分多址系统中，有必要将到达接收机的不同射线的合并限制在从基站到移动台具有相同传播延迟的射线，在正负0.5个码分多址码片持续时间之内。在5兆赫兹宽的宽带码分多址系统中，码片持续时间通常都是0.25微秒，从而使正负0.5个码片就是正负0.125微秒，或者用传播路径长度的表示就是正负37.5米。显然，以这样的精度具有相同延迟的射线肯定是从以基站和移动台作为焦点的椭圆上的物体反射过来的。这些物体再也不是在移动接收机附近以均匀的角度分布的，它们也不是跟移动台或者基站具有相同的距离。此外，由于基站位于椭圆之内，所以，如果正常情况之下它采用定向发射天线，椭圆附近的物体将不会得到均匀照射。所以，在正负0.5个码片周期之内给定延迟射线的衰落谱再也不是以0频率对称的。另外，衰落谱质心相对于0频率的偏移再也不是独立于运动方向。因此，关于衰落的带宽，现有技术在信道估计和信道估计平滑中采用的假设有些过分悲观。
在宽带码分多址信号的公开的文献中指出很高的时间分辨率使得分辨各个反射物体成为可能，从而使分解出来的每一条射线都是单独的无衰落射线，也就是宽带码分多址“消除了衰落”。人们认识到这种“无衰落”射线会时隐时现，但是这是在相对较长的时间尺度上。但是，每一条射线都有不同的多普勒频率，这意味着它的相位仍然按照多普勒速率变化，即使幅度变化得慢得多。这样，需要跟踪传播信道的复值变化，以便进行相干信号译码，也就是说，利用相位基准进行相干信号译码。此外，无法通过分解小反射物体来完全消除衰落，除非使用非常大的带宽，这会超过宽带码分多址系统的预期带宽，它们在传播路径的中间区域仍然包括多条射线。在现有技术中还没有讨论这些宽带码分多址的衰落模型和信道估计装置。
本发明的目的就是以一种简单的新方式解决以上问题中的一个或者多个。
发明简述按照本发明，接收机采用具有非对称频率响应，适合于每个可分解多径衰落波形的短期频谱形状的平滑滤波器。
概括地说，这里公开一种接收机，用于对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码。该接收机包括接收装置，用于接收信号，并将信号转换成数字样本供处理。第一个处理装置跟接收装置连接，周期性地将选择的数字样本组进行相关运算，对已知码元作出响应，并且周期性地产生跟具有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计。滤波器装置利用周期地调整到数字估计变化的中心频率的滤波器对数字估计进行周期性的滤波。第二个处理装置跟接收装置和滤波器装置连接，利用滤波以后的估计和数字数据对数据进行译码。
本发明的一个特征是其中的接收装置适合于接收码分多址(CDMA)信号。
本发明的另外一个特征是第一个处理装置包括跟已知码元匹配的一个匹配滤波器。
本发明的再一个特征是已知码元包括用已知的码分多址扩频码扩展的导引码元。导引码元在信号中每隔0.625微秒出现一次。
本发明还有一个特征，那就是滤波器装置包括一个有限冲击响应(FIR)滤波器。这个有限冲击响应滤波器利用一组复系数对实估计值的流和相应虚估计值的流进行联合处理。这个有限冲击响应滤波器包括一个最小相位滤波器。
本发明的另外一个特征是其中的滤波器装置包括一个滑动平均滤波器。这个滑动平均滤波器对过滤值的频率偏移进行补偿。
本发明的再一个特征是其中的滤波器装置有一个非对称的频率响应。
本发明的另外一个特征是第二个处理装置包括一个瑞克接收机。
本发明的另外一个特征是提供跟第一个处理装置连接的第三个处理装置，用于利用周期性地产生的数字估计估测中心频率，并且利用估计出来的中心频率更新滤波器装置。第三个处理装置计算一个复的自相关。具体地说，第三个处理装置进行复傅里叶变换。
再一方面，本发明公开一种接收装置，它包括一个接收机，用于通过具有不同传播延迟的多条传播路径接收信号，并且将这些信号转换成数字样本供处理。一个信道估计器跟接收机连接，用于对周期性地选择的对应于已知码元的数字样本组进行相关运算，并且周期性地产生跟有延迟的传播路径的幅度和相位相关的数字估计。一个滤波器系统利用周期性地调整到数字估计变化中心频率的滤波器对数字估计进行滤波。一个数据译码器跟接收机的滤波器系统连接，用于利用过滤以后的估计和数字数据对数据进行译码。
在这一方面，本发明公开一种方法，用于对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码，包括接收这些信号并将这些信号转换成数字样本供处理的步骤，还包括周期性地将选择出来的对应于已知码元的数字样本组进行相关运算，并且周期性地产生跟具有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计的步骤，利用周期性地调整到数字估计变化的中心频率上的滤波器对数字估计进行滤波的步骤，还包括利用滤波以后的估计和数字数据对数据进行译码的步骤。
更加具体地说，在本发明的一个实施方案中，衰落频谱的质心是通过利用频谱估计技术，比方说傅里叶变换，处理连续的信道估计来确定的。随后利用频谱质心跟0频率的频率偏移调整平滑滤波器的频率响应。于是平滑滤波器能够具有比较窄的带宽，并且能够比现有技术中非中心滤波器抑制更多的噪声。使滤波器中心频率对准频谱质心包括使连续的信道估计发生相位扭转，对准衰落谱，从而用一个对称滤波器滤波。或者，有限冲击响应滤波器可以具有一系列的复系数，它采用连续相位扭转来产生频率偏移响应。
在一个优选实施方案中，平滑滤波器的频率响应跟每条路径的非对称衰落频谱相匹配。利用例如快速傅里叶变换(FFT)对传播路径的连续估计进行处理，以确定衰落频谱。频谱分量的模被用作功率谱的平方根估计。包括由于频率误差和多普勒分量的非对称分布引起的相对于0频率的非对称幅度谱被用于确定滤波器，在将来的一个时间段内对这条传播路径的特征估计进行平滑，以减少这些估计的噪声。例如，幅度谱的逆快速傅里叶变换可以被用于确定要用于时域的复有限冲击响应滤波器的复系数。对应于幅度谱的非对称性，这些复系数存在系统性的相位扭转。利用具有计算出来的有限冲击响应系数的匹配滤波器结构滤波以后的传播路径估计被随后用于改善数据译码，利用例如码分多址信号的瑞克接收机，其中过滤以后的路径估计被用作抽头权。这些有限冲击响应滤波器系数可以只按照短期衰落频谱的预期变化速率进行更新。例如可以每10个毫秒计算16个信道的估计，并且用16点快速傅里叶变换处理来获得一个新的功率谱。这个新功率谱可以跟前面获得的平均功率谱合并，利用例如“指数遗忘系数”获得一个新的平均功率谱，其中计算平均值的时候较早的功率谱被赋予比新功率谱小的权。
可以舍弃大于最大预期多普勒频率的频谱分量。或者，可以估计一个噪声下限，小于或者等于这个噪声下限的分量就可以舍弃。还有一个选择，首先可以确定多数频谱能量的位置，然后可以在频率质心上放置一个扩展框，它能够在宽度方向上增大，直到包括所有主要频谱分量。按照以上技术进行处理，去掉无关紧要的频谱分量以后，计算出剩余分量的平方根，然后形成逆傅里叶变换，确定一组复有限冲击响应滤波器系数，用于路径的平滑滤波器。通过这种方式，每条路径的衰落信道估计都利用跟它们的特定衰落特性匹配的滤波器滤波，从而增强噪声抑制。
本发明更多的特征和优点将从以下说明和附图看出。
发明简述参考

图1，其中画出了现有技术中的码分多址接收机10。接收机10包括一个天线12用于接收无线电信号。这些信号是通过具有不同传播延迟的多条传播路径以后被收到的。天线12跟一个无线电接收机和变换器14连接。无线电接收机和变换器14对信号进行滤波和放大，并将它们转换成合适的形式供处理，比如复数字样本值。这些信号的本质是数字样本。这个无线电接收机和变换器14跟一个信道估计器16和数据译码器18连接。信道估计器还从框20接收已知码元。这些已知码元包括导引或者参考码元，它们也包括在收到的信号中，用于确定信道估计。这些已知码元储存在存储器中，或者在当地用一个代码发送器产生。信道估计器16将收到的数字样本跟已知码元进行相关运算，从而将信道估计提供给数据译码器18。数据译码器18对这些信号样本和信道估计进行处理，对不同的射线形成加权，提取信息。数据译码器18可以是例如一个瑞克接收机。在第5305349和5572552号美国专利中给出了瑞克接收机的实例，在这里将它们引入作为参考。
在叫做IS 95的美国码分多址蜂窝系统中，发射机发射叫做导引代码的一个已知码元流。导引代码跟采用不同扩频码，携带信息的其它码元同时在同一个信道发射。信道估计器16将收到的信号，包括加性叠加的导引代码和其它代码，跟已知导引代码一起做相关运算，并将得到的复相关通过低通滤波器获得信道估计。从原理上讲，一直都知道信道估计。由于存在多径传播效应，在导引码元和收到的信号之间将收到的信号跟不同的延迟进行相关，为多条路径中的每一条获得信道估计。收到的信号还跟携带信息需要译码的其它代码相关。跟携带信息的代码的相关结果跟相同延迟导引码元相关结果的共轭相乘，将结果加起来，从而相干合并多径信号。只有当来自其它发射机的干扰是主要因素的时候这样做才能得到最佳的合并结果。第5572252号美国专利详细地说明了当来自同一个发射机的干扰是主要因素的时候如何获得最佳的加权系数，在这里将它引入作为参考。
当接收机和发射机处于相对运动中的时候，信道估计以跟相对速度有关的速率连续变化。这样就限制了能够提供给信道估计的低通滤波的量，从而限制了利用匹配在最高速度的滤波器对它们进行滤波能够减少的噪声量。理想情况下，速度估计是在使用的最小带宽滤波器中进行的，这个最小带宽滤波器能够通过信道估计中直到跟速度有关的最大变化率的信道估计变化分量。
在现有技术中，采用的是叫作Jake模型的传播路径中跟运动变化有关的模型。Jake模型假设接收机收到的多条射线来源于围绕接收机均匀分布的物体的反射。在这种情况下，信号频率的变化分布在负的最大多普勒频率和正的最大多普勒频率之间。不同变化频率上的能量分布是对称的，跟运动方向无关。
在宽带码分多址(WBCDMA)系统中，接收机能够以更加精细的时间分辨率分解具有不同传播延迟的射线。这样，具有特定延迟的射线不是来源于以接收机为中心的圆上面物体的反射。相反，这些射线是分布在以发射机和接收机为焦点的椭圆上面的物体反射过来的，如同“视距多径无线电信道的地理模型”(Liberti和Rappaport，VTC 96，1996年4月28日～5月1日，亚特兰大)(IEEE出版号0-7803-3157-5/96)所描述的一样。如果因为采用了定向天线而不能均匀地照射整个椭圆，接收机和发射机之间的物体造成的反射不一定就跟远离发射机和接收机的物体造成的反射数量相同。这样做会导致衰落频谱能量出现非对称分布，如果接收机朝着离开发射机的方向运动，正多普勒频移方向的能量就更多，如果接收机朝着接近发射机的方向运动，负多普勒频移方向上的能量就更多。于是相对于对称双面频谱而言衰落频谱的宽度就变窄了。按照本发明，改变信道估计的滤波，通过利用补偿了的频率偏移和减少了带宽的滤波器来增强噪声抑制。具有不同传播延迟的射线的衰落谱不同。因此，将不同的滤波器用于不同的多径分量，如同下文所示。
另一种码分多址系统不发射跟携带信息的代码重叠的连续导引代码。相反，携带信息的码元被用于对译码以前接收机不知道的多个携带信息的码元进行扩频，在时间上散布接收机已经知道的多个的导引码元。这种类型的码分多址系统的接收机依然跟图1所示的那种一致。但是，信道估计是利用这些导引码元而不是IS 95的导引码元进行的。得到的信道估计在发射导引码元的时候以周期性的间隔提供，必须通过内插或者外差来估计。这两种都是一种低通滤波。信道估计器16提供的信道估计也可以被认为是在接收携带信息的码元之前利用导引码元进行的初始估计。然后更新信道估计，因为离导引码元越来越远的信息码元被译码。信道估计的更新可以利用提供反馈给数据译码器18的信道估计更新器22，利用在译码以后针对携带信息的码元进行修正的帮助下进行。这种数据辅助的信道跟踪是可选的，但是能够提高译码性能。对于标题是“码分多址信号的最大似然瑞克译码器”(EUS02162-RMOT)的申请的技术尤其如此，这里将它引入作为参考。
现在参考图2，其中给出了本发明中接收装置30的一个框图。接收装置30包括一个天线32，跟一个无线电接收机和变换器34连接。无线电接收机和变换器34通常都跟图1所示的无线电接收机和变换器14相似。特别是，无线电接收机和变换器34通过具有不同传播延迟的多条传播路径接收信号，并且将这些信号转换成数字样本，供信道估计器36和数据译码器38进行处理。信道估计器36从框40接收已知的码元。已知的码元可以储存在存储器中，或者由一个本地代码发送器产生。信道估计器36形成信道估计，就像前面参考图1所示的框16所讨论的一样，并且利用本发明的非对称平滑滤波器42对译码数据样本进行修正，对它们进行有选择地处理。对于对应于不同多径射线的每个信道估计可以采用不同的非对称平滑滤波器。每个平滑滤波器42的滤波器参数由跟数据译码器38和信道估计器36连接的平滑滤波器综合器44提供。数据译码器38利用滤波后的估计和数字数据样本对数据进行译码。数据译码器38总的来说可以跟图1所示的数据译码器18相似。
平滑滤波器综合器44处理来自信道估计器36的信道估计，并且有选择地对用较长时间从数据译码器38收集到的译码数据码元进行相关运算，以确定每条衰落射线的衰落谱特性。这些长期谱特性只是改变方向或者运动速度的速率变化。这在例如1秒钟的时间内不会发生。但是1秒钟在形成瞬时信道估计的时候是一个很长的时间段。按照本发明，综合器44分析衰落射线的长期统计特性，并且利用这些特性来优化平滑滤波器42，改善对变化的射线相位和幅度的短期估计。
参考图3，其中说明适合于跟图2所示的接收装置30一起使用的宽带码分多址信号的信号格式。这是用于日本和欧洲蜂窝系统并支持发射清晰度的信号格式。
利用图示宽带码分多址信号格式，在寻呼信道50、业务信道52和周期性的信道54中发射信息。如图所示，这个格式采用10毫秒的重复帧周期。每一帧都包括16个时隙。每个时隙都包括2560个码片。每个时隙则分成10个256码片码元，如同56所示。
周期性的信道54被用作叫做“周期性的信道1”(PERCH1)的间歇传输。这是每0.625毫秒时隙中256个码片已知的代码组成的一个脉冲串。接收机首先查找PERCH 1，因为它必须在每个2560码片时隙中识别一个已知的代码。这被用于同步时间。另外，每个寻呼信道时隙中一个256码片码元是一个PERCH 2代码，如同58所示。PERCH2代码是16个预先选择的已知代码中的一个。如图所示，PERCH 2代码跟PERCH 1脉冲串的时间相同。这样，跟PERCH 1代码同步以后，接收机查找PERCH 2代码。这一两步过程缩短了寻找PERCH 2代码所需要的时间。对PERCH 2代码进行译码以确定发射的信号中使用的扩频码。众所周知，扩频码是在发射以前跟发射的码元一起组合的。一旦知道了扩频码，就能将它跟已知码元一起搞清要在信道估计器36中没有模糊地寻找哪些数据。
作为另外一个选择，PERCH 2可以按照60所示的一样，在每帧一个时隙中作为一个CW脉冲串提供。
为了确定每条射线的衰落谱，在图3所示的重复帧周期中，为16个时隙中的每一个时隙估计每条射线信道估计。这是通过将收到的复数字信号样本跟每个时隙中包括的已知码元进行相干来做到的。得到射线(k)的16个复数，FR(i，k)＋jFi(i，k)(i＝1～16)，被随后用已知16点快速傅里叶算法加以处理，获得16个复频谱和值CR(i，k)＋jCI(i，k)，(i＝1～16)。然后计算这些频谱值的平方CR2(i，k)＋CI2(i，k)，然后为每条射线(k)用一组16个平均功率谱值P(i，k)更新每条射线(k)的平均功率谱。例如通过在每个旧P(i，k)上加上新平方模和旧P(i，k)之间差的1/10，使用100毫秒的平均时间常数。
每条射线更新过的功率谱可以被用于确定每条射线信道估计的平滑滤波器参数。为了帮助看清楚利用平均谱特性确定平滑滤波器参数的不同射线，在图5中画出了一个示例性的频谱图。利用快速傅里叶变换对时间间隔是0.625毫秒，对应于图3所示时隙的16个时间样本进行处理形成频谱的时候，它的谱宽度是0.625毫秒的导数，也就是1.6kHz。它对应于-800Hz～+800Hz。在图5所示的功率谱中，中心以低频变量为主，就像以合理低速移动的移动接收机会出现的情况一样。但是，这个功率谱不是对称的，大多数能量集中在-100Hz附近，0Hz和+100Hz的能量较少。在所有频率上还有噪声能量，尽管它们代表不可能出现的高速度。所以，首先就可以将对应于不合理速度的所有多普勒频移项设置成0。例如，如果接收机由以速度小于70英里每小时行进的客车携带，而且接收机的工作频率是2GHz，就不会有200Hz或者更高频率的多个变量。这样，剩下的分量的就只有-100Hz，0Hz和+100Hz分量。另一种修剪算法将极限从频谱峰，图5中的-100Hz，向外移动，直到在这个期间内不存在比这个峰低20dB的分量。这会消除+100Hz的项，它比峰和所有较高频率的噪声项低22.5dB。采用这两种技术，就只剩下-100Hz和0Hz项。这样，就应当使用一个非对称的平滑滤波器，它只通过这些频谱分量。
产生这种平滑滤波器的一种方法是通过计算剩余项的平方根将功率谱变换回幅度谱。然后用一个逆快速傅里叶变换处理得到的幅度谱，获得16个权，用于对同一条射线的16个连续信道估计进行加权，产生一个有限冲击响应滤波器滤波以后的信道估计。这个信道估计被用于对给出16个信道估计的16个时隙的中间时隙中的数据进行译码。这个滤波器是时间对称的，但不是频率对称的。计算功率谱每一项的平方根是进行所谓的谱因式分解的一种方法。这个特别的方法给出实的幅度谱值，从而给出一个时间对称的冲击响应。这一点意味着必须收到8个将来的时隙，并且跟8个过去的时隙一起用来对当前时隙进行译码。但是，还有其它的有效谱因式分解方法，对应于能够用于幅度谱每条谱线的任意相位。这些相位的一个选择就是所谓的最小相位因式分解。如果功率谱用通过频谱值的平方频率中的多项式(w2)来表示，那么就能找到(w2的)多项式的根，于是频率w处的根是这些平方根的±，只选择具有负实部的那些根构成平方根多项式就能给出最小相位谱因式分解。于是它的逆快速傅里叶变换会给出采用尽可能少的“将来历史”和尽可能多的过去历史的有限冲击响应滤波器的系数。还有其它更加简单的程序，比如只采用包括修剪以后剩下的所有项的矩形滤波器频率响应。它的最小相位因式分解也是首选。
另一个选择是确定频谱能量的质心，在图5的实例中是-100Hz，然后将一个对应的连续增大相位扭曲应用到新的信道估计上去，以消除频率偏移。消除了频率偏移以后，用中心频率是0的一个更窄的滤波器对信道估计进行滤波，比方说滑动平均滤波器或者具有指数遗忘系数，只利用历史数据而不用将来时隙的滤波器进行滤波。例如，为了去掉-100Hz的速率偏移，它对应于每0.625毫秒时隙周期π/8的相位偏移，用于前一个时隙的前一个滑动平均信道估计在跟新的信道估计合并以前旋转π/8，获得一个能够用于当前时隙的新的滑动平均。根据确定的频谱非对称是0、+100Hz还是-100Hz将不同的射线进行这一旋转。
从上面的实例可以明显地看到，利用0.625毫秒间隔的信道估计只获得16点功率谱不能在频域以100Hz以下的步长确定平滑滤波器系数。但是，慢速移动的接收机，比方说手持式接收机，可能会有更慢的变化射线，在这种情况下，需要更窄的滤波器进行滤波。通过节省16个以上的连续性估计，可以进行点数更多的快速傅里叶变换，比方说32点或者64点快速傅里叶变换，给出50Hz或者25Hz增量的功率谱。然而同样的原理可以按照观察到的射线衰落谱用于优化每条射线的平滑滤波器系数。
参考图4，它是一个说明图2所示接收装置30中信号处理过程的流程图。
这一处理过程从开始节点开始，进入方框100，在那里图2所示的无线电接收机和变换器34接收信号的一个新的0.625毫秒时隙。收到的信号被转换成数字样本用于处理。方框102然后将这些样本跟已知的代码进行相关运算，为所有重要的延迟射线产生信道估计。方框104利用适合于这条射线衰落特性的平滑滤波器为每条射线对新的信道估计进行滤波。过滤后的信道估计被随后用于方框106，利用例如码分多址瑞克接收机算法对数据进行译码。
在判断框108中判断自从上次通过快速傅里叶变换更新了平滑滤波器系数以后是否已经有N个时隙通过。如果时隙个数小于N，就在框110中取出未平滑的信道估计，返回框100接收和变换下一个时隙。预先确定的个数N可以是例如16、32或者64。如果节省下来的估计的个数等于预先确定的个数N，就在框112中利用快速傅里叶变换处理最后N个未平滑的信道估计，以确定最后N个信道估计上衰落的频谱特性。框1更新每条射线的平均功率谱，并且在框116利用新的平均频谱将平滑滤波器的系数重新调整为更新的平均频谱。在框116中确定的更新过的系数被传递给框104，如同虚线所示，用于对下一个信道估计进行过滤。
特别是图4所示的流程图说明如何构成平滑滤波器。收集N个估计的时隙。收集完N个时隙以后，用快速傅里叶变换将时间序列转换成频域频谱。为每条射线计算平均功率谱。对于非对称频率响应，功率谱不是以0中心。如果滤波器能够以一个偏移频率为中心，就可以使用更窄的滤波器。这样就能滤掉更多的噪声。这样，通过确定整个衰落频谱，这个系统能够确定平滑滤波器的特性。可以构成一个通带滤波器，它跟正在平滑的信号的形状一样。
作为一个实例，如果在75Hz和125Hz之间发现大量能量，以0为中心的滤波器就必须具有250的带宽，也就是从-125到+125。利用以+100为中心的非对称滤波器，得到的滤波器就使用50的带宽，它的带宽是以0为中心的滤波器的带宽的五分之一。
为了平滑处理负荷，可能需要参差每条射线的N个时隙，以便为这条射线进行新的频谱估计。例如，射线1可以利用时隙1～16计算它的频谱估计；利用时隙2～17计算射线2的频谱估计，利用时隙3～18计算射线3的频谱估计等等，直到射线1在下一次采用时隙17～32。这样，不需要每次为所有的射线进行所有的快速傅里叶变换。相反，在每个时隙上为每条射线进行一次快速傅里叶变换，并且更新这条射线的滤波器。这样，在任意时刻，一些射线平滑滤波器比另外一些更新得更晚，接收机不必每次进行突发性的大量处理。
本领域里的技术人员会明白，傅里叶变换不是估计复数字序列频谱特性的唯一方法。利用信道估计需要的复自相关也是可行的。利用这个复自相关值，可以通过已知的方式构成预测滤波器，除非由于预期的频率非对称性本发明的预测系数是复的，而不是现有技术中的实系数。
上面说明了利用宽带码分多址系统中预期的非对称衰落频谱的许多方法，它们能够有效地降低衰落速率，从而提高接收机性能。这种提高会直接提高系统容量，从而得到更加经济更加有竞争力的移动通信系统。
如同本领域里的技术人员会明白的一样，本发明可以作为方法或者装置来实现。因此，本发明可以采取全硬件方式、全软件方式或者硬件和软件结合的方式。已经参考图2所示的框图和图4所示的流程图描述了本发明。应该明白框图或者流程图中的每个框以及它们的组合能够用计算机程序指令来实现。可以将代表步骤这些计算机程序指令提供给处理器做成一个机器。
因此，框图和流程图中的框支持完成指定功能的装置组合起来，完成特定功能的步骤组合起来。应当明白每个框和框的组合都能用专用硬件系统来实现，它们执行指定的功能或者步骤，或者专用硬件和计算机指令的组合。
权利要求
1.用于对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码的一种接收机，包括用于接收信号并且将信号转换成数字样本供处理的接收装置；第一个处理装置，跟接收装置连接，用于对周期性地选择的对应于已知码元的数字样本组进行相关运算，并且周期性地产生跟具有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计；利用周期性地改变到所述数字估计变化的中心频率上的滤波器对所述数字估计进行滤波的滤波器装置；和第二个处理装置，跟所述接收装置和滤波器装置连接，利用所述过滤估计和数字数据对数据进行译码。
2.权利要求1的接收机，其中的接收装置用于接收码分多址信号。
3.权利要求1的接收机，其中的第一个处理装置包括匹配到所述已知码元的一个匹配滤波器。
4.权利要求1的接收机，其中的已知码元包括用已知码分多址扩频码进行扩展的导引码元。
5.权利要求4的接收机，其中的导引码元每隔0.625毫秒在所述信号中出现一次。
6.权利要求1的接收机，其中的滤波器装置包括一个有限冲击响应(FIR)滤波器。
7.权利要求6的接收机，其中的有限冲击响应滤波器利用一组复系数对实估计值的一个流和对应的复估计值的一个流进行处理。
8.权利要求6的接收机，其中的有限冲击响应滤波器包括一个最小相位滤波器。
9.权利要求1的接收机，其中的滤波器装置包括一个滑动平均滤波器。
10.权利要求9的接收机，其中过滤出来的值中滑动平均滤波器的频率偏移被补偿掉。
11.权利要求1的接收机，其中的滤波器装置有一个非对称的频率响应。
12.权利要求1的接收机，其中的第二个处理装置包括一个瑞克接收机。
13.权利要求1的接收机，还包括第三个处理装置，跟第一个处理装置连接，利用周期性地产生的数字估计估计所述中心频率，并且用估计出来的中心频率更新滤波器装置。
14.权利要求13的接收机，其中的第三个处理装置计算一个复的自相关。
15.权利要求13的接收机，其中的第三个处理装置包括一个复傅里叶变换。
16.一种接收装置，包括通过具有不同传播延迟的多条传播路径接收信号，并且将这些信号转换成数字样本供处理的一个接收机；一个信道估计器，跟所述接收机连接，用于对周期性地选择出来对应于所述已知码元的数字样本进行相关运算，并且周期性地产生跟有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计；一个滤波器系统，利用周期性地改变到所述数字估计变化的中心频率上的滤波器对所述数字估计进行滤波；和一个数据译码器，跟所述接收器和滤波器系统连接，利用过滤出来的估计和所述数字数据对数据进行译码。
17.权利要求16的接收装置，其中的接收机用于接收码分多址信号。
18.权利要求16的接收装置，其中的信道估计器包括匹配到已知码元的一个匹配滤波器。
19.权利要求16的接收装置，其中的已知码元包括用已知码分多址扩频码扩展的导引码元。
20.权利要求19的接收装置，其中的导引码元每隔0.625毫秒在所述信号中出现一次。
21.权利要求16的接收装置，其中的滤波器系统包括一个有限冲击响应(FIR)滤波器。
22.权利要求21的接收装置，其中的有限冲击响应滤波器利用一组复系数对实估计值的一个流和对应的复估计值的一个流进行处理。
23.权利要求21的接收装置，其中的有限冲击响应滤波器包括一个最小相位滤波器。
24.权利要求16的接收装置，其中的滤波器系统包括一个滑动平均滤波器。
25.权利要求24的技术装置，其中滤波值的滑动平均滤波器频率偏移被补偿。
26.权利要求16的接收装置，其中的滤波器系统有一个非对称的频率响应。
27.权利要求16的接收装置，其中的译码器包括一个瑞克接收机。
28.权利要求16的接收装置，还包括一个滤波器频率综合器，跟所述信道估计器连接，利用周期性地产生的所述数字估计估计所述中心频率，并且利用估计出来的中心频率更新滤波器系统。
29.权利要求28的接收装置，其中的滤波器频率综合器包括一个复自相关。
30.权利要求28的接收装置，其中的滤波器频率综合器包括一个复傅里叶变换。
31.对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码的方法，包括以下步骤接收信号并且将这些信号转换成数字样本供处理；对周期性地选择出来跟已知码元相对应的数字样本组进行相关运算，并且周期性地产生跟有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计；利用周期性地改变到所述数字估计变化的中心频率上的滤波器对所述数字估计进行滤波；和用所述滤波估计和数字数据对数据进行译码。
32.权利要求31的方法，其中的接收步骤接收码分多址信号。
33.权利要求31的方法，其中的相关步骤采用匹配到已知码元的匹配滤波器。
34.权利要求31的方法，其中的已知码元包括用已知码分多址扩频码扩展的导引码元。
35.权利要求34的方法，其中的导引码元每隔0.625毫秒在所述信号中出现一次。
36.权利要求31的方法，其中的滤波器步骤采用有限冲击响应(FIR)滤波器。
37.权利要求36的方法，其中的有限冲击响应滤波器利用所述复系数组对实估计值的一个流和对应的复估计值的一个流进行处理。
38.权利要求36的方法，其中的有限冲击响应滤波器包括一个最小相位滤波器。
39.权利要求31的方法，其中的滤波步骤采用滑动平均滤波器。
40.权利要求39的方法，其中滤波值的滑动平均滤波器频率偏移被补偿。
41.权利要求31的方法，其中的滤波步骤有一个非对称的频率响应。
42.权利要求31的方法，其中的译码步骤包括一个瑞克接收机，用于对所述数据进行译码。
43.权利要求31的方法，还包括用周期性地产生的数字估计对所述中心频率进行估计的步骤，以及利用估计出来的中心频率对所述滤波器装置进行更新的步骤。
44.权利要求43的方法，其中的估计步骤计算一个复自相关。
45.权利要求43的方法，其中的估计步骤计算一个复傅里叶变换。
46.用于对通过具有不同传播延迟的多条传播路径收到的信号进行译码的一种接收机，包括一个信道估计器，用于周期性地估计通过每一条传播路径收到的信号的相位和幅度进行周期性的估计，并且产生对应的复信道估计；一个选择器，用于为重要的幅度选择传播路径；对于选择出的每条传播路径，利用改变到相应的传播路径上的一组滤波器参数对有关的连续复信道的估计序列进行平滑，为每条路径产生平滑估计的一个滤波器；和一个调整器，以相应的参差间隔周期性地将所述滤波参数调整到相应的传播路径上，其中所述滤波参数的一个子集都被重新改变到每个参差间隔，其它的子集被重新改变到其它的参差间隔。
47.权利要求46的接收机，其中的每个子集只包括1组滤波参数。
全文摘要
一种接收装置,包括一个接收机,接收通过具有不同传播延迟的多条传播路径的信号,将这些信号转换成数字样本供处理。一个信道估计器跟所述接收机连接,周期性地将选择出来的对应于已知码元的数字样本组进行相关运算,并且周期性地产生跟有延迟的传播路径的幅度和相位有关的数字估计。一个滤波器系统,利用周期性地改变到数字估计变化中心频率上的滤波器对数字估计进行滤波。一个数据译码器跟所述接收器和滤波器系统连接,利用滤波以后的估计和数字数据对数据进行译码。
文档编号H04B7/005GK1338161SQ99816444
公开日2002年2月27日 申请日期1999年12月29日 优先权日1999年1月7日
发明者P·W·登特 申请人:艾利森公司