l的影响时到达接收器。当通 过沃尔什码进行整理时，能够如下书写接收到的信号：
[0081] 接收到的信号={W2_0* (aO, al) +W2_0* (bO, bl) +W2_l* (a2, a3) +W2_l* (b2, b3)}
[0082] +{W4_0*(c0, cl)+W4_2*(dO, dl)+W4_l*(c2, c3)+W4_3*(d2, d3)}*CgO。 （7)
[0083] 这里，为了简单起见，假设信道增益Iitl= I并且Ill= 1。
[0084] 具体地讲，在快速傅里叶变换模块215处的变换之后的以频率&至频率f 3接收到 的信号可被表不为：
[0085] {(a0+j*al)+(c0+j*cl)*CgO+(d0+j*dl)*CgO}*h0+
[0086] {(a2+j*a3) + (c2+j*c3)*CgO+(d2+j*d3)*CgO}*hl (8)
[0087] {(a0+j*al) + (c0+j*cl)*CgO+ (-1)* (d0+j*dl)*CgO}*h0+
[0088] {(-1)* (a2+j*a3) + (c2+j*c3)*CgO+ (-1)*(d2+j*d3)*CgO}*hl(9)
[0089] {(b0+j*bl) + (-1)* (c0+j*cl)*CgO+(-1)*(d0+j*dl)*CgO}*h0+
[0090] {(b2+j*b3) + (-1)*(c2+j*c3)*CgO+(-1)*(d2+j*d3)*CgO}*hl (10)
[0091] {(b0+j*bl) + (-1)* (c0+j*cl)*CgO+(d0+j*dl)*CgO}*h0+
[0092] {(-1)*(b2+j*b3) + (-1)*(c2+j*c3)*CgO+(d2+j*d3)*CgO}*hl(II)
[0093] 为了分离这些信号，作为第一步骤，通过将高阶沃尔什码与接收到的信号相乘来 计算内积。具体地讲，在乘法器216b处，将接收到的数据序列216a乘以码W4_0，W4_0是四 阶沃尔什码。在乘法器216c处，将接收到的数据序列216a乘以码W4_l。另外，在乘法器 216d处，将接收到的数据序列216a乘以码W4_2,并且在乘法器216e处，将接收到的数据序 列216a乘以码W4_3。另外，在每次乘法运算处，还乘以系数CgO。
[0094] 根据前面的处理，彼此正交的两个W4_*沃尔什码的内积（点积）产生零值。作为 结果，从方程（7)，可获得发射信号（cO，cl， C2，C3，dO，dl，d2，d3)。需要注意的是，C0、C1等 是+/-1。因此，仅获得符号。这里，存在由于二阶沃尔什码导致的干扰，并且一些数据可能 由于诸如a0、al等的模式而无法被解码。
[0095] 然而，通过使用将四阶沃尔什码乘以系数CgO的技术可避免这一点。参照方程 (8)-(11)详细地描述该技术。为了简单起见，假设方程（8)-(11)中的数据的虚部是零。
[0096] 例如，当（a0，b0，c0，d0) = (1，-1，-1，1)时，可如下地获得沃尔什码W2_0、W4_0和 W4_2的扩频结果：
[0097] 对于W2_0 = [1，1]，扩频结果被获得为下面的序列（a0*W2_0, b0*W2_0)， (a0*W2_0, b0*W2_0)是（1，1，-1，-1)。类似地，对于沃尔什码 W4_0 = [1，1，-1，-1]，扩频结 果被获得为下面的序列（c0*W4_0)，（c0*W4_0)是（-1，-1，1，1)，并且对于沃尔什码W4_2 = [1，-1，-1，1]，扩频结果被获得为下面的序列（dO*W4_2)，（dO*W4_2)是（1，-1，-1，1)。因此， 针对以上码片中的每个码片的求和结果被获得为：Σ码片=(1，-1，-1，1)。因此，当在接收 器处执行解扩频操作时，对于沃尔什码W4_0= (1，1，-1，-1)，沃尔什码和总扩频结果（即， Σ码片）的内积被获得为：内积=I - 1+卜1 = 0。因此，当利用码W4_0执行解扩频时，必 须再现CO = -1。然而，在这种情况下，结果产生零，这是破坏的正交性的结果。
[0098] 这里，当将四阶沃尔什码乘以cgO = 1. 3时，获得下面的扩频序列：对于沃尔什码 W2_0,扩频序列是（a0*W2_0，b0*W2_0) = (1，1，-1，-1)。对于沃尔什码W4_0，扩频序列是 (c0*W4_0*cg0)，（c0*W4_0*cg0)是（-1. 3, -L 3, L 3, L 3)，并且对于沃尔什码 W4_2，扩频序 列是（d0*W4_0*cg0)，（d0*W4_0*cg0)是（1. 3, -L 3, -L 3, L 3)。因此，针对这些码片中的 每个码片的求和结果如下：Σ码片=(1，-1. 6, -1，1. 6)。因此，当在接收器处执行解扩频操 作时，对于沃尔什码W4_0 = (1，1，-1，-1)，沃尔什码和总扩频结果（即，Σ码片）的内积被 获得为：内积=1_1. 6+1-1. 6 = -1. 2，并且可以成功地执行再现。
[0099] 换句话说，以上说明性例子使得即使在下面的情况下也能够对信号进行解码：当 使用系数cgO = 1. 3 = 1+0. 3时，可能存在"1"部分由于二阶沃尔什的干扰而消失的模式。 然而，即使在这种情况下，四阶沃尔什码的信息也保留在"0.3"部分中，并且可成功地执行 信号的解码。
[0100] 返回到图6,作为数据分离操作中的第二步骤，在乘法器216f、216g、216h和216i 处再次乘以码W4_0、W4_1、W4_2和W4_3。在加法器216j处将结果相加，并且在减法器216k 处从接收到的信号减去相加的信号。参照方程（7)，以上加法和减法的运算对应于从接收到 的信号减去与四阶沃尔什码相关的项的运算，然后仅剩下与二阶沃尔什码相关的项。
[0101] 作为对接收到的信号进行解码的第三步骤，加法器216m和216η获得以与以上 分别利用沃尔什码W2_0和W2_l描述的方式类似的方式获得的结果的内积。通过这样 操作，使得接收器能够分离接收到的流（aO, al, a2, a3, bO, bl, b2, b3)并且对接收到的流 (aO, al, a2, a3, bO, bl, b2, b3)进行解码。
[0102] 另外，如图6中所示，将信道增益Ivh1等从接收器200反馈回至基站100,并且在 各个发射器处乘以基于接收到的信道增益的预编码系数&/\、1 1(|/111等。因此，来自各个发 射器110、120等的发射信号在接收器处被均衡，由此使得可按照合适的方式接收信号。换 句话说，发射器110-190将用于执行信道增益估计的各个参考信号发送给接收器200。参考 信号被排列为采用传统OFDM中的排列。执行排列，从而在发射器天线之间在OFDM时频隙 处不发生交叠。接收器估计信道增益tV 4等，然后将该信息发送给发射器（基站）。
[0103] 图7是表示根据另一实施例的发射器和接收器的方框图。类似于图1中描述的发 射器/接收器配置，图7仅表示发射器110-190 (被包括在基站100中）和接收器（移动终 端）200的配置的一部分。另外，为了方便起见，这里省略与图1的部件类似的部件的描述。
[0104] 在图1中，通过在接收器天线之间进行切换来实现MMO系统的选择分集。相比 之下，在本实施例中，通过组合来自多个接收器天线的信号来实现选择分集。发射器110、 120…190被包括在基站100中。本实施例中的每个发射器的配置与如图1中所述的发射 器的配置的不同之处在于：预编码模块的位置不同。具体地讲，对于发射器110,预编码模 块IlOc位于CDM-OFDM调制器IlOa和逆快速傅里叶变换（IFFT)模块115之间。类似地， 其它发射器120 - 190中的每个发射器包括被布置在CDM-OFDM调制器（1120a - 190a)和 IFFT模块（125 - 195)之间的预编码模块（120c - 190c)。
[0105] 另外，接收器（移动终端）200包括两个接收器天线201a和201b。由接收器天线 201a和201b接收到的信号分别由快速傅里叶变换模块215a和215b单独地进行处理。具 体地讲，接收器天线201a连接到高频正交调制器211a。正交调制器211a转换在接收器天 线201a处接收到的信号的频率，并且执行正交解调。解调后的信号被提供给保护间隔去除 部分214a。保护间隔去除部分214a去除由发射器插入的保护间隔。去除了保护间隔的信 号被提供给快速傅里叶变换