用于第一和第二DPCCH的单一 DPCCH时隙，并且WTRU可以将DTX应用于不需要在第二DPCCH上传送的字段中的比特（即 "非适用字段"）。非适用字段集合可以在规范中预先定义，其中举例来说，所述字段可以包 括TPC字段。作为替换，在配置了第二DPCCH时，非适用字段集合可以通过较高层信令来定 义。
[0100] 在另一个实施方式中，WTRU可以在第二DPCCH上传送非导频字段信息（例如TPC， 传输格式组合指示符（TFCI)或反馈信息（FBI))。
[0101] 在下文中公开的是用于传送一个或多个非导频字段的实施方式，其中举例来说， 所述非导频字段可以是在结合单个功率控制环的操作中在第二天线或波束上传送的DPCCH 中的TPC命令。
[0102] 在一个实施方式中，诸如TPC命令比特之类的非导频字段中的比特可以采用空时 发射分集（STTD)方式传送。图7显示的是TPC命令比特的例示STTD编码处理。两个（或 两个以上的）TPC命令比特经过STTD编码并且经由两个天线（或波束）来传送。当非导频 比特的数量为奇数时，WTRU可以编码其中一个导频比特，以用于STTD编码处理。
[0103] 作为替换，WTR可以通过将空时编码器应用于第一 DPCCH序列来推导出第二DPCCH 的整个比特序列。图8显示的是用于DPCCH空时编码处理的替换方案。用于DPCCHl的比特 序列由空时编码器802处理，以便产生DPCCH2(即辅助DPCCH (S-DPCCH))的比特序列。映 射到第二DPCCH的空时编码器输出与第一 DPCCH的比特序列可以是正交的。
[0104] 举个例子，Alamouti STTD编码器可以用于产生正交的DPCCH2序列。这种处理可 以在整个时隙上针对比特对来执行。对于十个（10)符号的DPCCH时隙来说，这种处理可以 使用表3所示的比特映射来实现，其中符号操作符会反转相关联的比特值。
[0105] 表 3
[0106]
[0107] 作为替换，空时映射可以应用于第一 DPCCH的字段的子集。
[0108] 在另一个实施方式中，诸如TPC字段之类的非导频字段可以在两个天线/波束上 重复传送。相同的比特是以相等的功率从两个天线/波束传送的。图9显示了 TPC命令比 特的例示重复传输。
[0109] 在另一个实施方式中，如图10所示，在第二DPCCH上可以对诸如TPC字段之类的 非导频字段进行不连续传输（DTX)。图10显示的是第二天线上的TPC字段比特的DTX。 [0110] 在被配置的时候，DPCCH时隙格式中的TPC字段（参见表2)的大小可以是2比特 或4比特。由于TPC字段运送的是用于单个TPC命令的信息（即1比特），因此，当前为表 4所示的每一个发射功率控制命令规定了特定的TPC比特模式。
[0111] 表 4
[0112]
[0113] 在一个实施方式中，用于在第二DPCCH上运送TPC命令的TPC比特模式可被修改， 以便改善节点B上的检测和信道估计可靠性（例如通过在面向决定的模式中使用TPC字段 作为额外导频比特）。用于第二DPCCH的TPC比特模式与用于第一 DPCCH的TPC比特模式 可以是正交的。举例来说，这可以通过反转比特模式中的一半TPC比特来实现。表5-7显 示了用于第二DPCCH的TPC比特模式的示例。
[0114] 表 5
[0115]
[0116] 表 6
[0117]
[0118] 表 7
[0119]
[0120] 在计算了即将到来的TPC命令的值之后，WTUR可以将常规的TPC比特模式（如表 4所示）应用于第一 DPCCH的TPC字段，以及将相应的（例如正交的）TPC比特模式（例如， 如表5-7所示）应用于第二DPCCH的TPC字段。
[0121] S-DPCCH可以在每一个时隙运送8个导频比特，并且剩余的2个比特可以用于控制 信息信令。换言之，在扩展操作之前，每一个S-DPCCH时隙可以包含8比特导频字段以及2 比特非导频字段，所述2比特非导频字段可以使用在DPCCH上应用的预编码加权矢量进行 预编码，而8比特导频字段则可以使用与在DPCCH上应用的矢量正交的预编码加权矢量来 预编码。
[0122] 在这里将应用在DPCCH上的主预编码加权矢量定义成W1，将DPCCH增益因数定义 成β。，以及将与^正交的相关联的辅助预编码加权矢量定义成w 2。S-DPCCH的非导频字段 可以用W1预编码，并且S-DPCCH的非导频字段的增益因数可以被设置成β。，而S-DPCCH的 导频字段则可以用W 2预编码，并且S-DPCCH的导频字段的增益因数可以被设置成γ β。。作 为替换，S-DPCCH的非导频字段可以用W1预编码，并且S-DPCCH的非导频字段的增益因数可 以被设置成γ β。，而S-DPCCH的导频字段则可以用W2预编码，并且S-DPCCH的导频字段的 增益因数可以被设置成γ β。。
[0123] 上行链路DPCCH功率控制前同步码（preamble)被用于初始化无线电链路上的数 据传输。功率控制前同步码N mj的长度是由较高层用信号通告的。对于具有两个发射天线 的WTRU来说，当NpepX)时，上行链路DPCCH功率控制前同步码可以采用下列方法中的任一 方法来传送。
[0124] 在一个实施方式中，上行链路DPCCH功率控制前同步码可以在两个天线上传送， 其中每一个天线上传送一个DPCCH。在不丧失一般性的情况下，第一 DPCCH可以使用旧有导 频比特模式而在天线1上传送，并且第二DPCCH可以使用如上所述与在第一 DPCCH中使用 的导频比特模式正交的导频比特模式而在天线2上传送。如果在这两个DPCCH上存在传输 格式组合索引（TFCI)字段，那么该字段可以用"0"比特来填充。诸如FBI和TPC比特之类 的其他非导频字段可以使用上文公开的实施方式来传送。
[0125] 在另一个实施方式中，第一 DPCCH功率控制前同步码可被传送，但是第二DPCCH功 率控制前同步码则可以被DTX。
[0126] 在另一个实施方式中，在第一个预定义时段（例如前同步码长度的总的长度或是 一半长度，或是其他某个规定时段）中，可以传送第一 DPCCH功率控制前同步码，并且对第 二DPCCH功率控制前同步码进行DTX，而在下一个时段中，第二DPCCH功率控制前同步码被 传送，并且第一 DPCCH功率控制前同步码可被DTX (或者作为替换可以传送这两个DPCCH功 率控制前同步码）。所述预定义时段可以是在规范中规定或是通过较高层信令规定的。
[0127] 在下文中将会公开用于在上行链路功率控制中对第一和第二DPCCH执行功率调 节的实施方式。在WTRU与节点B之间有可能建立一个以上的上行链路功率控制回路。
[0128] 如果使用了一个功率控制回路，那么WTRU接收一个TPC命令，以便控制UL DPCCH 的发射功率。基于在TPC命令组合时段中接收的TPC命令，WTRU通过恰当的功率控制算法 推导出一个单独的TPC命令TPC_cmd，并且推导出DPCCH功率相对于其先前的值的变化，以 及使用大小为A dpot (以dB为单位）的步长来调节上行链路DPCCH的发射功率，其中所述 变化是用Adtoh(以dB为单位）表示的，所述步长是由下式给出的：
[0129] Δ DPCCH = Δ TPCX TPC_cmd 等式（I)
[0130] 在上行链路DPCCH功率控制前同步码期间，WTRU可以推导出DPCCH功率相对于其 先前的值的变化，其中该变化是用A dpot(以dB为单位）表示的，并且所述WTRU使用如等 式（1)中大小为Adpot (以dB为单位）的步长来调节上行链路DPCCH功率控制前同步码的 总的发射功率。基于推导出的上行链路DPCCH发射功率的变化△ DPra，WTRU可以基于组合 的TPC命令并通过下列实施方式之一或是其任何组合来控制第一 DPCCH和第二DPCCH (如 果对其进行了配置）的发射功率。
[0131] 在一个实施方式中，WTRU可以平等地以如下方式将功率分配给两个导频信道：
[0132] Adpcchi - Adpcch2 - (Δ dpcch)/2 等式（2)
[0133] 在另一个实施方式中，WTRU可以如下采用与第一和第二DPCCH中分别使用的导频 长度成反比的方式来分配功率：
[0134]
[0135]
[0136] 在另一个实施方式中，在达到UL同步之前，WTRU可以在两个导频信道之间采用这 样一种方式来分配总的可调节DPCCH功率，其中该方式在降低第二DPCCH功率的同时提升 第一 DPCCH功率，从而加速UL同步（也就是说，Δ 以小于Δ 的。如果节点B上的UL同步原语（primitive)是以第一 DPCCH质量或循环冗余校验（CRC) 校验为基础的，那么该处理将会非常有利。
[0137] 在另一个实施方式中，WTRU可以使用大小为Adtoh以及（Δ DPCCH+ 八 WTRU-sec-dpcch- backoff )的步长来调节第一和第二UL DPCCH的发射功率，其中Awtru _sec-dpcch-backoff小白 二DPCCH相对于第一 DPCCH的功率偏移，并且所述偏移可以由较高层设置或者在规范中预 先定义，亦或是由节点B动态地用信号通告给WTRU(例如通过高速共享控制信道（HS-SCCH) 命令或是任一 DL控制信道或某种较高层信令）。
[0138] 在另一个实施方式中，在调节第一和第二DPCCH的发射功率时，WTRU可以通过对 天线不平衡性加以考虑而使用上述任一实施方式。举个例子，假设通过顾及两个天线之间 的功率不平衡性（PI)而使用了第一实施方式（g卩，平等分配功率变化），那么DPCCH功率偏 移可以计算如下：
[0139]
[0140]
[0141] 如果没有对两个DPCCH进行预编码，那么该实施方式将会非常有用。
[0142] 如果使用了两个UL功率控制回路，那么WTRU接收两个TPC命令，以便单独控制UL DPCCH的发射功率。常规的上行链路功率控制规则可以重新用于第二DPCCH。
[0143] 在为DPCCH使用UL Tx分集时，以上实施方式中的任何一个都可以用于将高层用 信号通告且用于旧有DPCCH的初始DPCCH功率划分成用于第一 DPCCH的初始发射功率和第 二DPCCH的初始发射功率。
[0144] 举例来说，用于调节第一和第二DPCCH的发射功率或是DPCCH功率控制前同 步码的以上实施方式中的任何一个均可应用于使用了 UL Tx分集的物理随机接入信道 (PRACH)，以便为PRACH上的两个前同步码拆分功率斜坡阶跃△ P。，或是拆分随机接入消息 的控制部分相对于最后一次传送的前同步码的功率的传输功率偏移，即Pp_m[dB]。
[0145] 当WTRU向节点B传送两个DPCCH时，可以基于第一和第二DPCCH的质量来估计上 行链路同步原语。作为替换，上行链路同步原语可以是基于第一 DPCCH的质量而被估计。并 且作为替换，上行链路同步原语可以是基于经过过滤的第一和第二DPCCH的质量而被估计 的。
[0146] 对于MMO传输方案，例如接收机上的基于预编码的MMO传输和空时发射分集 (STTD)/空时块编码（STBC)来说，在符号检测之前有必要知道或估计来自不同发射天线的 信道。这可以使用发射机和接收机处都知道的导频比特来执行。对于多个发射天线来说， 从两个或多个天线发射的导频序列可以是相互正交的。
[0147] 表8和9显示了用于导频比特的不同长度Npilcit的常规DPCCH导频比特模式。该 导频比特模式的f x个列（X = 1…4)被定义成是可用于确认帧同步的帧同步字（FSW)。除 了 FSW之外，导频比特模式的值是" 1"。对于具有指定长度Npiklt的时隙中的导频比特模式 来说，Nf是FSW的数量，N 1Jj是非FSW的数量。在表8和9中有四个不同的FSW序列，这些 序列是用:^…心标识的。
[0148] 表 8
[0149]
[0150] 表 9
[0151]
[0152] 在下文中将会公开用于实施多维信道矩阵的信道估计的用于第二天线的新导频 比特序列的实施方式。通过使用常规导频模式，以及通过将其转换成在第二天线/波束上 使用的新的导频模式集合（例如具有正交属性），可以设计出新的导频模式。这种方法可以 用于推导出保持了 FSW相关属性的新的导频序列的集合。
[0153] 当导频比特数量为偶数时，可以在指定时隙中的一个单独的导频字段内实现正交 性。用以组织FSW和非FSW矢量的命令可以作为常规的导频字段被保持。为了获得偶数数 量的导频比特的正交序列，FSW矢量的一个子集（与导频序列长度的一半相对应）可被反 转。表10显示了以这种方式产生的例示导频序列。
[0154] 表 10
[0155]
[0156] 在另一个实施方式中，非FSW比特可被反转。对于Npilcit= 4和Npilcit= 8来说，由 于只有一半的模式序列正好由非FSW比特组成，因此，该实施方式可以通过反转所有的非 FSW比特（从1到0)来实现。对于Npilcit= 6来说，在6个比特（对于每一个时隙而言）中 有两个比特是非FSW比特。因此，在这种情况下可以通过反转一个FSW比特来保持正交性。 在表11中示出了最终得到的例示比特模式。
[0157] 表 11
[0158]
[0159] WTRU和节点B可以依照配置来简单地反转恰当的比特。对于使用二进制移位寄存 器电路来产生序列以及将序列硬编码在表格中（在这种情况下，如果恰当实施了反转器， 那么需要一个单独的表格）的情形而言，这种处理都是可以完成的。
[0160] 虽然可以基于每一个时隙来保持偶数数量的Npilcit的正交性，但在N pilcit是奇数数 量时，在所述相关中将会残留1个比特，而这将会破坏正交性。为了保持奇数数量的导频符 号的正交性，所述正交性可以应用在两个时隙而不是一个时隙上。
[0161] 在一个实施方式中，可以为第二导频创建两个导频模式（模式A和B)。WTRU可以 在时间上交替地传送模式A和B。作为替换，WTRU可以在无线电帧的偶数时隙中传送模式 A，并且在无线电帧的奇数时隙中传送模式B。在表12和13中显示了用于奇数数量的导频 符号的例示导频模式，其中所述导频符号是通过反转FSW比特产生的。
[0162] 表 12
[0163]
[0164] 表 13
[0165]
[0166] 在另一个实施方式中，通过引入成对正交性的概念，可以缓解所述正交性需求，其 中所述成对正交性需要两个导频模式中的任何连续配对的比特都是正交的。图11显示了 成对正交的比特流的一个示例。
[0167] 从主导频模式发送到第一天线的比特被表示为：Cpl (η)，η = 0, 1，2, ...，Npilcit-U 对于发送到第二天线的辅助导频比特模式来说，成对正交性可以通过如下反转主导频模式 中每隔一个比特来实现：
[0168]
[0169] 其中C代表的是反转比特的操作。该处理可以在用于每一个时隙的导频比特模式 上重复进行。
[0170] 通过以这种方式来设计辅助导频模式，新的导频模式中的FSW的比特位置与常规 导频模式中的可以是相同的，新的导频比特模式中的FSW的自相关性可以不劣于常规导频 比特模式的自相关性，并且新的导频比特模式中的FSW与非FSW以及其他FSW之间的互相 关性可以不劣于旧有导频模式的互相关性。
[0171] 相同的原理也可以应用于导频比特数量为偶数的情形。通过组合偶数和奇数数量 的导频比特，表14显示了用于N pilcit= 3, 4, 5和6的例示辅助导频模式，并且表15显示了 用于Npilcit= 7和8的例示辅助导频模式。
[0172] 表 14
[0173]
[0174] 表 15
[0175]
[0176] 在另一个实施方式中，辅助导频模式可以通过用于成对正交性的不同反转模式 (例如反转偶数比特）来产生。表16和17显示了以这种方式的例示辅助导频比特模式。
[0177] 表 16
[0178]
[0179] 表 17
[0180]
[0181]
[0182] 在另一个实施方式中，成对正交性可以跨越整个无线电帧的范围中的时隙边界而 被保持。举个例子，对于N piklt= 3来说，在反转奇数比特的情况下，辅助导频比特模式可以 如下产生：
[0183]
[0184] 其中上标代表的是时隙编号。在表18和19中显示了例示的合成导频比特模式。
[0185] 表 18
[0186]
[0187] CN 105119699 A ^兀 ~Ρ 25/47 页
[0188] 表 19
[0189]
[0190] 作为替换，在这里也可以改为反转偶数比特。举个例子，当Npiklt= 3时，可以如下 创建另一个导频比特模式集合：
[0191]
[0192] 在表20和21中显示了例示的比特模式。
[0193] 表 20
[0194]
[0195] 表 21
[0196] CN 105119699 A 说明书 27/47 页
[0197] 通过进一步推广成对正交性，还可以具有更大的正交块大小。在主与辅助导频序 列之间，由L个连续比特组成的任何一个块都可以是正交的，其中L可以是任何偶数。图12 显示了 L = 14的二进制流的示例。
[0198] 举个例子，对于L = 4来说，辅助导频比特模式可以采用如下方式产生：
[0199]
[0200] 其中mod (X，4)代表的是对变量X执行的模4运算。
[0201] 在这里可以使用不同的反转模式，并且可以在多个时隙边界间保持正交性。
[0202] 在下文中公开的是使用成对正交导频的信道估计。在不丧失一般性的情况下，在 这里将会使用具有2x1天线配置的上行链路TX分集系统来例证N pilcit是奇数数量时的来自 以上公开的导频比特模式的信道估计。