相乘的差分信息认为是输入信 号第 48个导频的共辄与第47个导频相乘的结果，b47为已知前导序列第48个导频与第 47 个导频的共辄相乘的结果。前导序列通常我们选用类似扩频序列的结构，每个前导符号之 间的相位误差为0或者JT，即bl~b47只有1和-1两种可能，这样差分信息进行相关时就 不需要通过乘法器来计算，节省乘法器资源。
[0036] 进行差分检测的好处是，可以减小频偏和相偏对于突发检测的影响。假设在某段 突发内，信号的频偏和相偏分别为A ω和?φ，则进行差分检测后，相偏4炉的影响被完全 消除，频偏A ω引起的相位偏转的则被限制在Δ c〇Ts。
[0037] 自动增益控制模块位于帧检测模块后面，其作用是将信号功率统一到一个固定的 区间内。自动增益控制控制模块包括两个部分，功率检测以及功率补偿，如图3所示。当突 发检测模块检测到前导序列，AGC确定所统计的数据为信号段的数据，统计该信号段的信号 功率，通过计算的值的大小，决定补偿系数，下一时隙开始时，重新进行统计。
[0038] 定时同步模块分为定时估计和定时内插两部分。定时估计采用绝对值非线性的前 馈估计方法，如图4所示。
[0039] 输入数据序列取绝对值后，计算傅里叶系数：
[0041] 其中N = 4,对应一个符号4个采样点；xk= I r k I，取绝对值操作可使用CORDIC算 法实现。为减小噪声对定时估计的影响，对结果进行累加和卡尔曼滤波处理，累加长度和卡 尔曼滤波器系数K可以根据输入信噪比进行相应的设置来获得所需的估计精度。最后对结 果取辐角，即得到定时误差的估计值：
[0043] 最后利用得到的定时误差估计值，对原始信号进行内插。内插的方法有很多种，例 如线性插值、拉格朗日插值和立方插值，对于1个符号4个采样点的情况线性插值就能很好 的满足性能要求，而且线性插值实现最简单，消耗资源最少，如图5所示。
[0044] 粗频偏估计模块采用基于导频辅助的L&R频偏估计算法，例如Kay、Fitz、L&R和 M&M算法，以L&R为例，如图6所示。
[0045] L&R算法公式如下：
[0049] 其中R1(Hi) (m = 1，2,…，N)表示导频域自相关矢量，z(p) (k)为接收到的导频符号， 为导频符号对应的本地导频数据，则#气咖抑㈨·去除了调制信息的影响。Lp表示 导频域的符号数目，N为设计参数，受估计范围影响；CT为经过L个导频域之后估计得到的 一个归一化频率误差估计值。
[0050] 计算归一化频偏需要计算R1 (m)、累加 R1 (m)并求福角。其中的信号延时以及乘加 结构可视为一个N阶的复输入FIR滤波器。而对于未取共辄的路径，由于乘加结构引入的 延迟，需要进行延时处理，以匹配流水线。估计器仅在导频域工作，在数据域处于冻结 状态。估计得到的频偏用于控制NC0,将NCO的输出与原始数据流相乘，得到解旋转的数据。 [0051 ] 粗相位估计模块，通常选用ML (最大似然）估计方法，直接使用经粗频偏恢复后的 导频序列与已知的导频符号进行相关运算，求得相位估计值I,如图7所示，是相位估计模 块的原理框图。相位估计模块实质是进行相关运算，相关运算的计算公式如下：
[0053] 其中，Ck对应本系统中的未译码符号数据，x(k)对应经过粗频偏恢复后的导频序 列，N表示一帧数据的长度，arg{ ·}表示求复数的幅角，彡为计算得到的相位估计值。估计 器仅在导频域工作，在数据域处于冻结状态。相偏补偿器根据估计得到的相位偏差值使用 NCO或者Cordic IP核对星座点进行反向旋转，输出符号作为解调器的输出。
[0054] 为了进一步补偿残余的频偏与相偏对载波相位误差的影响，将在环路最后加上基 于软件锁相环模块，具体结构如图8所示。其中，鉴相器的输出即为载波相位误差，有很多 种鉴相器可供选择，以符号乘积鉴相器为例，鉴相器公式可表示为：= IQ - Qi，其中Q和I 表示的是前一环节的输出信号，?:和Q表示的是判决得出的信号的同相和正交分量，通常正 数判决为1，负数判决为-1。
[0055] 为了保证上面的环路能够性能良好的进行频率和相位跟踪，设计系数KJPK2时需 要既要有足够的捕获带宽满足跟踪残余频差的要求和捕获速度的要求，即需要在导频段完 成捕获，但是太大的捕获带宽会导致跟踪精度的降低，在设计参数时要充分了解系数带来 的性能变化。
[0056] 综上，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在 本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护 范围之内。
【主权项】
1. 一种高速突发解调同步系统，其特征在于，包括顺次连接的差分检测模块、数字自动 增益控制AGC模块、符号同步模块、粗频率同步模块、粗相位恢复模块以及锁相环模块，其 中： 所述的差分检测模块的输入为具有N倍于符号速率的固定采样率的数字基带信号，通 过差分检测的峰值找到所述数字基带信号的导频序列第一个符号中最接近最佳采样点的 占. 所述的数字AGC模块通过计算时隙前若干个符号的平均功率，来确定补偿系数对所述 数字基带信号进行幅度补偿； 所述的符号同步模块通过基于多符号累积的绝对值非线性前馈估计方法和卡尔曼滤 波方法估计所述幅度补偿后的数字基带信号的符号定时误差，并采用线性插值来获得导频 序列中每个符号的最佳采样点； 所述粗频偏同步模块通过导频序列的最佳采样点采取数据辅助方法来估计频偏并进 行频偏恢复； 所述粗相位恢复模块，对频偏恢复后的导频序列最佳采样点采用数据辅助方法来估计 相偏并进行相偏恢复； 所述锁相环模块针对相偏恢复后的导频序列通过二阶锁相环来快速跟踪残余小频偏 和小相偏，实现精载波同步。2. 如权利要求1所述的一种高速突发解调同步系统，其特征在于，所述具有n倍于符号 速率的固定采样率的数字基带信号，其中N = 4。3. 如权利要求1所述的一种高速突发解调同步系统，其特征在于，差分检测模块包括 差分检测器、相关单元和比较单元，所述差分检测器用于对于输入的具有N倍于符号速率 的固定采样率的数字基带信号进行差分检测，获得差分信号；所述相关单元用于将所述差 分信号与预存的差分信息进行相关，获取多个相关值，并将多个相关值进行取模值平方后 累加，获得总相关值输入至比较单元；所述比较单元用于对差分信号取模值平方后累加，累 加结果再乘以一个与信噪比相关的系数k，作为自适应门限值，在比较单元中比较总相关值 与自适应门限值的大小，其中自适应门限值随着数字基带信号的输入不断更新； 在所述多个相关值中，若第n个相关值超过自适应门限，则以第n个相关值作为当前 值； 若第n+1个相关值超过当前值，则以第n+1个相关值作为当前值，并继续检测第n+2个 相关值，直到相关值小于或者等于当前值，则当前值即为峰值；所述峰值对应的差分信息即 为输入信号导频序列最接近最佳采样点的点之间的差分信息，利用这个差分信息获得第一 个符号中最接近最佳采样点。4. 如权利要求1所述的一种高速突发解调同步系统，其特征在于，所述AGC模块包括功 率检测单元和功率补偿单元，所述功率检测单元对采样点计算功率并累加求和，功率补偿 单元对于和值与判决值进行对比确定补偿系数并进行补偿。5. 如权利要求1所述的一种高速突发解调同步系统，其特征在于，粗频偏同步模块采 用基于数据辅助的L&R频偏估计算法。
【专利摘要】本发明公开了一种高速突发解调同步系统，其差分检测模块的输入为具有N倍于符号速率的固定采样率的数字基带信号，通过差分检测找到数字基带信号的导频序列第一个符号中最接近最佳采样点的点；数字AGC模块对数字基带信号进行幅度补偿；符号同步模块估计幅度补偿后的数字基带信号的符号定时误差，并采用线性插值来获得导频序列中每个符号的最佳采样点；粗频偏同步模块通过导频序列的最佳采样点估计频偏并进行频偏恢复；粗相位恢复模块，对频偏恢复后的导频序列最佳采样点来估计相偏并进行相偏恢复；锁相环模块通过二阶锁相环来快速跟踪残余小频偏和小相偏，实现精载波同步。该方法具有非常高的检测概率。
【IPC分类】H04J3/06, H04L7/00
【公开号】CN105245303
【申请号】CN201510543977
【发明人】杨德伟, 程田丰, 王 华, 管凝, 何东轩
【申请人】北京理工大学
【公开日】2016年1月13日
【申请日】2015年8月28日