字逻辑。该数字逻辑可以实现为分立 的数字逻辑、可编程硬件元件（诸如FPGA(现场可编程门阵列））、ASIC(专用集成电路）、 或通用处理器、或它们的任何组合。
[0060]图5、6、7和8--夸三阶互调失直（頂3)影响的收发机系统
[0061] 图5例不了根据一个实施例的可以是例如UE106的一部分的收发机系统700。更 具体地说，图5示出了根据现有技术的直接变换频分双工（FDD)收发机的逻辑/控制图。 图5还示出了例示期望的RX信号704以及连续波阻塞者（CW)信号701和TX泄漏信号702 的简化的频率图760,CW信号701和TX泄漏信号702的互调在RX路径762处通过双工器 708从天线706接收的RX信号中导致頂3。如图5中所示，TX路径764分别在数模转换器 (DAC) 732和742处接收基带信号（I和Q分量）。I和Q信号在通过混频器736和738进 行调制之前，分别通过低通滤波器（LPF) 734和744进行低通滤波。锁相环（PLL) 740用于 产生混频器用于执行调制的本地振荡器（L0)信号，移相器737用于执行正交调制。调制的 RFTX信号提供给功率放大器（PA) 748,PA748将放大的TX信号发送到双工器708以供通 过天线706发射。
[0062]RX路径762通过双工器708接收来自天线706的RFRX信号。RFRX信号提供 给低噪声放大器（LNA) 710,并通过正交混频器712和724对放大的RFRX信号进行下混频 (downmix)，正交混频器712和724从PLL722接收L0信号，L0信号通过移相器720移相以 用于进行正交解调。所得的信号分别通过LPF714和726进行低通滤波，然后分别提供给 模数转换器（ADC) 718和730以产生基带信号I和Q。如图5中所示，从TX路径764到RX 路径762存在TX泄漏（例如，由于双工器708的TX/RX端口的有限的隔离）。TX泄漏信号 可以与存在的CW阻塞者互调，在RX路径762中的RX信号中导致頂3,从而阻止收发机获得 期望的无失真的RX信号。
[0063] 图6、7和8中进一步例示了頂3的机制和影响。LTE标准提供带外阻塞的规范， 在图6中所示的表中至少部分地概述了该规范以供参考。图7示出了例示由于发射泄漏与 连续波阻塞者的互调而导致的三阶互调失真的机制的频率图，提供关于带5和带外三阶拦 截点（IIP3)的例子。考虑带5,双工间隔为45MHz。假定区域3处的干扰（参照图6中的 表7.6.2.1-2)，了乂信号和01信号的各自的频率可以表达为《 1;;=?"-451抱以及《。" = ωtx - 45MHz，由此得出2ωtx -cocw=ω"，其中，ωtx表示TX信号的频率，ω"表示RX信号 的频率，而表示CW信号的频率。带外ΙΙΡ3(示出为曲线520)于是取决于双工器（例 如，双工器708)泄漏以及双工器带外滤波。如图7中所示，CW信号502相对于ΤΧ频率（FTX) 发生45MHz偏移，FTX相对于RX频率（FRX)偏移45MHz。带外IIP3是相对于UL带504、并且 还相对于DL带506示出的。
[0064] 图8提供了各种信号的频谱的图示，突出了頂3对期望的RX信号的不利影响。非 线性接收机（例如，如图5中所示和以上所述的LNA、混频器、基带处理）受到大的阻塞者 (TX泄漏和CW阻塞者）的影响。如图8中所示，自生頂3产物将覆盖期望的Rx信号。示图 600例示了CW、发射泄漏和RX信号，而示图650例示了頂3对RX信号的影响，由此在调制 期间（例如，在正交相移键控调制期间），由TX泄漏与CW阻塞者的互调而导致的失真654 覆盖RX信号。因此，期望的是，消除该頂3,以便获得干净的精确的RX信号以精确地恢复一 个或多个期望的基带信号。
[0065] 为了实现IM3的消除，可以对收发机（例如，图5中所示的收发机700)的各部分 和/或元件进行数学建模以便获得可用的信号模型。TX信号可以被指定为：
[0066] Stx(t) =Itx(t)+jQtx(t)。
[0067] 设1^、111,1|：)1；」)!、11( ),1|:^、111>|：)、11()> |：)分别表不数字发射滤波器、模拟1^滤波器和双 工器的基带等效滤波器脉冲响应。关于LNA输入处的TX泄漏的基带等效模型于是可以表 达为：
[0068] z(t) =Re[stx (t) *htx*h:, dup] +jIm[stx (t) *htx*hQ>lpftx*hQ> dup]
[0069] 设Stx "是从TX路径到RX路径的双工器隔离，并且Stx (ω)是作为频率的函数的、 RX端口处的双工器衰减。于是，LNA输入处（例如，图5中的LNA710的输入处）的聚合信 号可以表达为：
[0070]
[0071] 关于阻塞者信号的信号模型可以如下建模。考虑非线性模型：
[0072] y(t) =aj·w(t) +α2 ·w(t) 2+α3·w(t)3,
[0073] 设^ (t)、w2(t)表示频率ωωtx处的TX泄漏调制信号和频率ω2=ωtx -Δω 处的CW音调（tone)。设z(t)、v(t)表示复包络。和信号w(t)可以按照复包络写出：
[0074]
[0075] 关注于三次非线性度项w(t)3,可以观察到以下：
[0076]
[0077] 感兴趣的是将落到Rx带ωη=ωtx+Aω上的互调产物。因为％=ωtx，ω2 = ω?χ_Δω，所以感兴趣的是互调产物20^0^=ωη。可以观察到，频率ω^处 的頂3产物是：
[0078]
[0079] 因为z(t)表示ΤΧ泄漏（调制信号），而v(t)表示CW阻塞者，所以设：
[0080]z(t) =Itx+jQtx=afjatj，以及v(t) =θ.]φ=ββφ。
[0081] 因此，頂3产物与下列项成比例：
[0082]
[0083]
[0084]图9--具有ΙΜ3消除的收发机系统
[0085] 至少基于以上描述和建模，可以设计頂3消除架构的各种实施例，由此三阶互调 失真（ΙΜ3)产物在数字域中被消除。图9中示出了以数字域中的ΙΜ3消除架构为特征的新 颖的收发机1100的一个实施例的基本构建块。应当注意，图9中所提供的表示不意图为完 整的，而为了清晰起见，仅包括在描述頂3消除的操作中感兴趣的组件。此外，收发机1100 的各个部分与图5中所示的收发机700的对应的部分类似。例如，ΤΧ路径1164与类似的 ΤΧ路径764对应，ΤΧ路径1164内的对应的元件被相应地标记。类似地，RX路径1162与类 似的RX路径762对应，RX路径1162内的对应的元件被相应地标记。
[0086] 如图9中所示，收发机1100合并了补偿路径，该补偿路径用于消除可能存在于从 RX信号得到的基带信号中的頂3,所述RX信号是在RX路径1162处经由LNA1128从天线 1126接收的。补偿路径包括一对ΤΧ均衡器1102和1104、复制产生功能1110、一对RX均 衡器1106和1108、定时恢复块1112和1114、有限脉冲响应（FIR)滤波器1118和1120、计 算滤波器1116、以及求和节点1120和1122。TX均衡器1102和1104用于补偿在TX路径 1164的对应的I和Q路径中由数字TX滤波器（LPFD)和模拟TX滤波器（LPFA)引入的频率 选择性、以及在双工器发射滤波器（1130中的TF)中引入的频率选择性。RX均衡器1106和 1108用于补偿在RX路径1162的各I和Q路径中由数字RX滤波器（LPFD)和模拟RX滤波 器（LPFA)引入的频率选择性。频率选择性可以通过校准方法来识别。FIR滤波器1118和 1120用于适应任何时变的模拟传递函数特性。（实现以上提供的頂31和頂 3Q函数的）函 数頂3(1，Q) 1110可以用于提供/产生表示三阶失真信号的复制信号，该三阶失真信号由于 TX泄漏信号与CW阻塞者的互调（如前所述）而存在于（从RX信号得到的）基带信号中。 定时恢复元件1112和1114用于至少考虑通过RX路径1162的一个或多个RX信号的传播 延迟。可编程FIR滤波器1118和1120用于产生用于I和Q分量信号的补偿信号，以分别 消除RXI信号和RXQ信号中的頂3。FIR滤波器1118和1120的系数通过计算滤波器块 1116中的基于信号统计的批处理和/或LMS(最小均方）适应来确定。所计算的系数提供 给FIR滤波器1118和1120,以使得FIR滤波器1118和1120能够产生噪声的精确的表示， 然后可以从RX信号（分别为RXI和RXQ)减去该噪声。
[0087] 例如，在一组实施例中，基于在操作期间收集的信号统计的批处理可以用于确 定FIR滤波器1118和1120的滤波器系数。假定滤波器系数（具有五个抽头）为c= [cl,c2,c3,c4,c5]T，可以引入以下模型：
[0088]
[0089] 该模型可以表示为Yn=Xn*c。最小平方（LS)解于是可以由ε= 给 出。该解可以用卡尔曼（Kalman)滤波器进行更新。在另一个例子中，LMS适应可以用于确定FIR滤波器1118和1120的滤波器系数。如前面所指出的，（例如