但是会存 在大量相关缺点。使用签名序列传输消息的指示，使EWS能够快速分配给各种装置。但是 例如在地震警告信号方面，由于在地震警告（地震主波P波的达到）与破坏性二次地震波 (S波）的到达之间具有很短的时间段，所以接收和解码EWS所花费的时间是关键。因此，在 图7的接收器的第三阶段的签名序列检测的位置会带来不可接受的延迟。引入EWS接收过 程内的延迟的第二种情况在于，EWS指示仅仅由帧的前导码传输。例如，如图12中所示，设 想在时间1201处在地震台站发生地震临震的检测，仅仅在前导码1202之后。因此，不传输 EWS，直到传输下一个前导码1203,从而会带来明显延迟。关键在于，减少该时间，以便在例 如检测地震主波（P波）之后，减少检测EWS信号的总体时间。为了减少这个时间，在前导码 之间的时间段可减少。例如，在一些地震预报系统中，规定在接收器1205处检测地震1201 与检测EWS之间的最大时间段，例如，100ms，如图12中所示。因此，在这个实例中，前导码 传输的频率应等于或者优选地低于l〇〇ms，以便在1201与1206之间的时间段低于100ms。 而且，如上所述，由于在图7的接收器内匹配滤波签名序列之前，在所有过程中的固有处理 延迟，所以还具有后续延迟1204,直到在接收器上检测1205EWS信号。为减少这个延迟，可 有利地也减少在接收器处检测所传输的签名序列之前的处理时间。在一些实例中，在接收 器上的处理时间的减少也允许在前导码之间的时间增大，因此，系统容量增大，同时依然在 规定的EWS检测时间限制内。
[0097]除了与先前描述的技术和接收器相关联的时间缺点，还会具有与在接收器上需要 的处理复杂度以及在接收器上的功耗相关联的缺点。首先，在处理阶段703中，一组签名 序列的每个签名序列都需要匹配滤波器，因此，随着该组签名序列的增大，将需要更大的存 储器和更大数量的算术运算。例如，签名序列的长度可以是8192个样本，因此，如果在这组 签名序列中具有两个签名序列，则会需要使这个数量的算术和存储器部件翻倍。其次，在诸 如广播电视的应用中，即使电视处于待机模式中，也要求电视继续接收和监控消息（例如， EWS)的传输信号。因此，在仅检测传输了哪个签名序列时，减少接收器的功耗将是有利的。 在先前描述的接收器中，即使在备用模式中时，如果电视也要监控EWS，需要操作处理阶段 70U702以及703,在处理阶段701到703中执行的很多过程是多余的，因为它们产生用于 接收和解码信令和有效载荷数据的信息。因此，如果针对EWS开启签名序列的存在要连续 监控接收信号，那么如果接收器的后期处理阶段不需要操作，那么在能量消耗方面也有利。 在接收器（例如，电视机）处于待机模式中的时间段内传输软件更新的情况下，节能措施 (例如，这些措施）也有利。例如，在传输合适的签名序列时，可以指示电视机退出待机模 式，并且开始解码信令和有效载荷数据，以便接收软件更新。在电视接收器是电池供电装置 (例如，移动电话）的情况下，节能措施（例如，这些措施）也非常有利。
[0098]保护间隔兀配滤波
[0099]图13提供了根据本技术的实施方式的在发射器中的等效时域处理的示意图。图 13的发射器的部件与图10的部件基本上相似，但是组合的信号和符号不同。时域信令数据 符号1301不再包括保护间隔。相反，要与信令数据符号组合的签名序列提供保护间隔，以 形成前导码。在图13中可以看出，通过复制相应签名序列的端部部分并且将该部分放在签 名序列的前面，签名序列的保护间隔形成为循环前缀。在要传输EWS的指示时，签名序列信 号1303与信令符号1301组合，并且在不传输EWS的指示时，签名序列信号1302与信令符 号1301组合。保护间隔和签名序列的这个新设置的结果是在保护间隔内存在哪个签名与 信令数据符号组合的指示。因此，如下面进一步详细所述，仅仅需要检测在保护间隔内的签 名序列的部分，以便确定这组签名序列中的哪个签名序列与信令符号组合。虽然关于EWS 描述了上述实施方式，但是由签名序列的选择以及因此由保护间隔所传输的消息可以是任 何合适的类别，例如，自动启动命令或要传输软件更新的指示。
[0100] 图14提供了在传输1401EWS关闭签名序列时以及在传输1402EWS开启签名序 列时由图13的发射器形成的前导码的示图。可以看出，前导码的保护间隔1403和1404由 签名序列的一部分形成，与作为在参照图10描述的发射器中的情况的信令数据相反。
[0101] 图15提供了根据在图13中示出的实施方式的发射器的频域实现方式。发射器的 部件与图9的部件基本上相似，但是由于从所选的签名序列形成保护间隔的需要引起大量 差异。具体而言，需要逆傅里叶变换器150U1502以将信令符号和所选频域签名序列在由 保护间隔插入器1503U504插入保护间隔之前变换成时域。但是如图13和图14中所示， 在一些实例中，循环前缀可不插入保护间隔前导码符号内。
[0102] 相对于在图13中示出的实例，在图15中示出的发射器的另一个差异在于，可独立 设置在保护间隔内的0FDM符号的循环前缀的样本以及签名信号的相应样本的增益以及在 携载信令数据的前导码符号的有用部分内的等效增益。因此，相对于因子Q和P，设置在保 护间隔和符号的有用部分内的样本的增益。因此，例如，对于η= 0,1，..，Ng-Ι的保护间隔 s(n)的每个样本，通过组合时域前导码0FDM符号c(n)的循环前缀和时域签名序列（例如， 这可以是签名序列g。(η)或gl (η)中的一个）的样本所获得的样本可表示为以下等式：
[0104] 然而，对于每个样本，携载信令数据的0FDM符号的样本（0FDM符号的有用部分） 可表示为等式：
[0106] 其中4表示8。或81，并且例如，？和0接近0，恥=8192、哚=3648并且叱糾呢 =11840。在一个实例中，设置因子Q，以便101og[(l-Q)/Q] = 10dB，而设置因子P，以便 101og[(l-P)/P] =8dB=G。这表示（Q，P) = (0.090909091,0. 136806889)。在另一个实 例中，设置因子P，以便P= 〇。
[0107] 根据签名序列的样本以及携载信令数据的OFDM符号的样本的以上表达式，保护 间隔样本的相对增益对于0FDM循环前缀是
以及对于签名序列循环前缀是
，而由 用于0FDM符号样本的缩放器206提供的增益是：
并且由用于签名序列的缩放器210 提供的增益是= 0时，前导码保护间隔仅仅包含签名序列的循环前缀的样本，而不 包含0FDM符号的环前缀的任何样本。
[0108] 因此，在一个实例中，对于32KOFDM符号，前导码保护间隔可具有与在系统中可能 最长的保护间隔相同的持续时间57/512。这相当于用于8K前导码0FDM符号的57/128保 护间隔部分。因此，这个保护间隔包括8192*57/128 = 3648个样本。通过组合时域8K前 导码0FDM符号c(η)的循环前缀和时域签名序列g。(η)或& (η)中的任一个的循环前缀，形 成这些样本。
[0109] 实例接收器
[0110] 图16提供了被配置为接收参照图14和图15描述的前导码的根据实施方式的接 收器的示意图。图16的接收器的多个部件与先前参照图7描述的部件基本上相似，并且为 了简洁起见，仅仅描述不同的部件。所接收的基带信号首先输入处理阶段1601和差分保护 间隔匹配滤波单元1602内。如下面要解释的，差分编码与匹配滤波器结合使用，以便减少 在接收信号内的频率偏移的影响。在差分保护间隔匹配滤波单元1602内，差分编码签名序 列的相关部分（即，用于形成保护间隔或循环前缀的部分）的样本用于填充保护间隔持续 时间匹配滤波器的抽头（tap)，其中，具有对应于这组签名序列中的每个签名序列的匹配滤 波器。然后，差分编码的接收信号由每个匹配滤波器过滤，并且在一个滤波器的输出上的 足够的幅度或最大幅度的峰值表示检测了对应于这个滤波器的签名序列部分，因此，这是 与信令符号组合的相应签名序列。在图16中，这个指示由消息指示符1603表示。除了输 出消息指示符以外，差分匹配滤波单元1602还估计在接收器的后期阶段中需要的粗糙符 号定时和精细频率偏移。在接收器的处理阶段1604中，仅仅需要单个匹配滤波程序，其中， 匹配滤波器对应于由差分保护间隔匹配滤波单元1602检测的签名序列。除了在处理阶段 1604仅仅使用单个匹配滤波器以外，在处理阶段1604内的处理对应于在图7中参照处理阶 段703描述的处理。
[0111] 如上所述，匹配滤波具有两个目的。首先，提供分别在接收器内定位傅里叶变换窗 口并且稍后执行频率偏移校正所需要的精细频率偏移和粗糙符号定时估计。其次，执行匹 配滤波，允许接收器在接收器的部件1602中发生签名序列过滤匹配之前确定传输哪个签 名序列。除了比现有传输和接收方法更早提供与信令数据组合的签名序列的指示，图16的 接收器还使用比在阶段1602中的滤波器长度更小的匹配滤波器，这是因为匹配滤波器的 长度仅仅需要匹配在保护间隔内的样本数量，而非匹配在整个前导码内的样本数量。
[0112] 差分保护间隔兀配滤波
[0113] 在本技术的实施方式中，保护间隔匹配滤波代替在处理阶段1601的保护间隔相 关性。但是匹配滤波在接收信号内受频率偏移的影响。因此，如果要检测形成保护间隔的签 名序列，那么所获得的粗符号定时以及所测量的细频偏移表示需要在接收信号内克服频率 偏移。在本领域中众所周知，差分编码信号，去除了在信号内存在的任何频率偏移。因此， 根据一些实施方式并且如上所述，这通过在保护间隔匹配滤波之前差分编码接收信号和这 组签名序列的签名序列来实现。
[0114] 图17提供了形成差分保护间隔匹配滤波单元1602的一个差分保护间隔匹配滤波 器的示意图。接收的基带信号由差分编码器1704差分编码，并且来自这组签名序列的一个 签名序列由签名序列发生器1701生成并且由逆傅里叶变换单元1702变换成时域。然后，时 域签名序列由差分编码器1703差分编码。然后，差分编码的接收信号由滤波器匹配滤波， 该滤波器的抽头对应于差分编码的时域签名序列的相关部分的样本。为这组签名序列的每 个签名序列执行这个工艺，并且通过在合适的匹配滤波器的输出内检测峰值，确定特定签 名序列的存在。在从匹配滤波器中输出的信号内的峰值的位置也表示粗符号定时，并且峰 值的参数表示接收信号的细频偏移。
[0115] 图18提供了差分编码器1704或1703的示图。输入信号（例如，接收信号或一部 分签名序列）由延迟部件1801延迟一个样本，并且第二版本的输入信号由共辄器1802共 辄。然后，由1801和1802输出的相应信号乘以复数乘法器1803,以产生差分编码版本的输 入信号。
[0116] 图19提供了可形成一部分实施方式的处理阶段1601的实例的示意图，其中，由保 护间隔传输的消息是在信令和有效载荷数据内具有或没有EWS以及EWS相关数据。如前所 述，取样的基带接收信号首先差分编码，然后，由两个匹配滤波器1901和1902匹配滤波，这 两个匹配滤波器与对应于前导码的保护间隔的每个签名序列的差分编码部分匹配。来自每 个匹配滤波器的输出输入给比较器1903,向多路分用器指示是否具有EWS信号，但是也基 于在从差分匹配滤波器1901和1902中输出的信号内的峰值的位置，输出细频偏移和粗符 号定时。如果检测表示'EWS打开'的签名序列，那么接收器开始EWS处理，其中，检测并且 适当地处理在信令或有效载荷数据内的数据，用于在（例如）电视屏幕上显示。如果检测 表示'EWS关闭'的签名序列，那么如果目前使用电视或接收设备，那么接收器可以继续处理 上面参照图16叙述的接收信号的处理。可替换地，如果装置处于备用模式中，那么接收器 不继续解码接收信号的剩余部分，并且接收器会返回备用，以在期望下一个前导码时醒来。
[0117]图20提供了根据实例实施方式的发射器的时域功能图的示意图。发射器的这个 功能图的结构与在图13中显示的结构基本上相似，但是不同地组合信号。在前一个实施方 式中，前导码的保护间隔完全由一部分所选的签名序列构成。然而，在这个实施方式中，保 护间隔由一部分签名序列和信令符号构成，其中，在保护间隔内的信令符号比这部分签名 序列具有更低的幅度。根据上面相对于在图15中显示的发射器的操作所提供的解释，在符 号的有用部分期间，提供给签名信号/序列的样本以及0FDM信令符号的样本中的每个样本
，并且签名信号和0FDM信令符号的保护间隔样本的增益分别是
[0118]在一些现有0FDM系统中，循环前缀或保护间隔由一部分有用符号构成，因此，由 不准确的时间信息造成的FFT窗口的轻微错位不明显影响包含在FFT窗口内的数据的解码 精度。由于从符号的端部截止的信令的任何部分也包含在保护间隔内并且因此依然由错位 的FFT窗口捕获，所以出现这种稳健性。然而，在图13和图14中功能上示出的前一个实施 方式中，由多路径传播造成的FFT窗口的错位可在信令0FDM符号的数据子载波之中造成载 波间干扰（ICI)，从而降低解码精度，这是因为一部分信令0FDM符号不再在保护间隔内重 复。因此，在本实施方式中，通过将一部分信令0FDM符号引入保护间隔内，可以减少FFT窗 口错位的不利影响。虽然在保护间隔内的信令0FDM符号的幅度较低，但是有证据表明，这 提高了信令0FDM符号的解码精度。而且，保护间隔信令数据的低幅度允许接收信号的差分 保护间隔匹配滤波不受到信令0FDM符号