差的估计结果越准确。
[0030] 步骤203:根据计算获得的各指定导频子载波的相位差，计算各指定导频子载波的 偏差因子;偏差因子为由对应指定导频子载波的索引号、OFDM系统的采样频率偏差和载波 频率偏差共同决定的参数。
[0031] 步骤204:根据计算的指定导频子载波的偏差因子，W及预先计算的各指定导频子 载波的频域权重系数，计算采样频率偏差和载波频率偏差。
[0032] 综上，本发明实施例中，采用至少两个指定时域间隔包括的训练序列对计算选择 的导频子载波的相位差。运样，即使时域间隔为I的训练序列对参与估计，但由于有其它时 域间隔的相位差的加入，时域间隔为1的训练序列对的相位差对估计精度的影响将会降低。 运样，本发明实施例可W减少噪声引入的相位变化对估计精度的影响，故而能够提高采样 频率偏差和载波频率偏差的估计精度。
[0033] 其中，在一个实施例中，不同指定时域间隔可能对估计精度的影响不同，为了便于 进一步提高估计精度，本发明实施例中引入与时域间隔对应的权重系数，用于实现对OFDM 系统的采样频率偏差和载波频率偏差估计。具体的，步骤203可W包括W下步骤：
[0034] 步骤Al:选择一个指定导频子载波。
[0035] 步骤A2:根据选择的指定导频子载波的相位差，W及预置的相位差、时域间隔W及 时域权重系数=者之间的第一函数关系，计算至少两个指定时域间隔中各指定时域间隔对 应的时域权重系数。
[0036] 步骤A3:根据预置的时域权重系数、相位差、W及偏差因子S者之间的第二函数对 应关系，计算各指定导频子载波的偏差因子。
[0037] 运样，对于不同指定时域间隔，分配不同的时域权重系数，使得根据不同指定时域 间隔估计的采样频率偏差W及载波频率偏差的结果更加准确。
[0038] 为便于进一步理解本发明实施例提供的技术方案，下面对获得时域权重系数，W 及频域权重系数的方法及其它优化本发明实施例的方案的方法进行详细说明：
[0039] 为便于理解，运里先对本发明实施例的技术方案做一个概述:本发明实施例中首 先对接收到的时域训练序列进行时频域转换，获得频域的训练序列，然后在频域中选择一 个导频子载波，通过计算该导频子载波的在不同训练序列中的互相关值，进而获得选择的 导频子载波的相位差。然后，通过无偏估计算法，根据前述获得的相位差获得时域权重系 数;获得时域权重系数之后，进而计算出偏差因子，通过偏差因子W及频域权重系数，计算 出采样频率偏差和载波频率偏差。具体的，包括W下四部分内容：
[0040] 1)、信号时频域转换
[0041 ]其中，在一个实施例中，发射端发送的至少两个训练序列中，每个训练序列都有一 个索引号，用于区分不同的训练序列，则发射端发送的训练序列的时域表达式，可如公式 (1)所示：
[0043] 式中，i表示索引号为i的训练序列;N读示每个训练序列的采样点数;n表示采样 点的索引号;Xi,n表示发送的索引号为i的训练序列的索引号为n的采样点的时域信号;Ts表 示采样周期;Xi,k表示发送的第i个训练序列的第k个导频子载波的频域信号;表示圆周率； j表示复数;化表示发送的训练序列的总数。
[0044] 发送端发送的训练序列经过信道后，一方面引入信道的影响，另一方面将引入噪 声分量，则接收端接收到的训练序列的时域信号可表示为如公式(2)所示：
[0046]式(2)中，y(t)表示接收端接收到的训练序列的时域信号;hi(t)表示t时刻第1条 路径的复时域冲击响应；Tl表示第I条路径对应的延迟;n(t)表示由模拟前端器件/电路带 来的热噪声;L表示路径的总条数;X(t-Tl)表示延迟为Tl的第1条路径的信号。
[0047]假设载波频偏为Af,采样频率偏差为STs,则接收端接收的第i个训练序列的第n 个采样点可表示为如公式(3)所示：
[0049]其中，在式(3)中，与上述各公式中相同符号表示的参数含义相同在此不再寶述， 仅对不同的参数的含义进行说明：yi,n表示接收的第i个训练序列的第n个采样点的时域信 号;e表示指数函数;O表示归一化的采样频率偏差值。
[(K)加]通过FFT(化St Fourier Transform,快速傅里叶变换）实现信号的时频域转换，可 得到接收端接收到的训练序列的频域信号可表示为如公式(4)所示：
[0化3] 其中，(Hk即为偏差因子。
[0054] 式(4)中，与前述公式（1)-公式(3)中相同字参数含义相同，在此不再寶述。运里仅 说明不同参数的含义:Yi,k表示接收的第i个训练序列的索引号为k的导频子载波的频域信 号；e表示归一化载波频率偏差;Vi,k表示噪声分量的频域表达形式;化表示信道在第k个导 频子载波上的幅频响应。
[00对若设JT (Hk = X,则s (31 (Kk) = S (X)，由于S (X)满足公式巧）：
[0化7] 此外，由于e与S的数值非常小，则S(3T(l)kk) - 1并且S(3T(Kk) -0,故此，可W忽略公 式(4)的干扰项，由公式(4)可W得到公式(6):
[0化9]其中，目i,k =化i 4 kk+3T d) kk( 1-1/Ni)
[0060] 在式(6)中，与上述公式（1)-公式(6)中相同参数含义相同，在此不再寶述。其中， Xk表示发送的第k个导频子载波的频域信号；由于各个训练序列相同，所WXk = Xi,k。
[0061] 需要说明的是，发射端发送的训练序列对于接收端来说为已知的，即对于接收端 发射端发送的训练序列中XkW及其共辆X；：对于接收端均为已知的。运两个参数在W后的计 算公式中会遇到。
[0062] 2)、提取导频子载波的相位差
[0063] 运里，提取导频子载波的相位差为便于之后获得时域权重系数做准备。
[0064] 其中，在一个实施例中，通过公式(6)获得训练序列的频域信号后，步骤202可W根 据W下方法计算相位差：
[0065] 步骤BI:针对至少两个指定时域间隔中的每个指定时域间隔，根据W下公式(7)计 算每个指定导频子载波的在该指定时域间隔时的互相关值：
[0067] 在公式(7)中，与公式（1)-公式(6)中相同字符表示的参数含义相同，在此不再寶 述，运里仅说明不同参数的含义，其中：化(m)表示索引号为k的指定导频子载波的在指定时 域间隔为m时的互相关值;N康示发送的训练序列的总数量;m表示指定时域间隔；民，,.;康示 接收的索引号为i-m的训练序列中索引号为k的指定导频子载波的频域信号的共辆;K表示 指定时域间隔的最大值。
[0068] 将公式(6)中的频域信号Yi,k代入公式(7)，可W得到公式(8)
[0072]由于
的值近似为0,所W :
[0074] 在公式(8)中，与公式（1)-(7)中相同参数的含义相同，在此不再寶述。运里仅说明 不同参数的含义，其中：口表示X姐k的相位值，巧>巧,4均表示经过运算后重新获得的新 噪声分量。其中，所谓新噪声分量是指根据T k(m)的计算公式，原噪声分量的相位信息改 变，但是分布特性并没有改变。
[0075] 本发明实施例中由于计算至少两个指定时域间隔上导频子载波的互相关值，能够 极大的利用导频子载波的信息，有利于提高估计偏差因子的精度，进而提高估计采样频率 偏差W及载波频率偏差的精度。
[0076] 步骤B2:针对每个指定时域间隔的每个指定导频子载波，计算该指定导频子载波 互相关值的相角，将计算的结果作为该指定导频子载波的在该指定时域间隔时的相位差。
[0077] 其中，可W根据W下公式(9)计算相位差arg[化(m)]:
[0079] 公式(9)中可W约等于的原因是：丫 k,i(m)的值接近于0时，COS 丫 k,i(m)的值接近1 和sin 丫 k,i(m)的值接近丫 k,i(m)。
[0080] 其中，公式(9)中，与前述各公式中相同参数的含义相同，在此不再寶述。运里仅对 不同参数进行说明，其中：arg表示求复数的幅角;arg[化(m)]表示索引号为k的指定导频子 载波在指定时域间隔m时的相位差。
[0081] 为便于计算，和准确估计出偏差因子，进而提高采样频率偏差W及载波频率偏差 的估计精度，本发明实施例中引入相位差差值来估计偏差因子，其中，相位差差值的计算公 式如公式(10)所示：
[0082] 約（"?）二{啤的'.(";；)]-如-g[A (口一)-]} ，J 兰i 10 )
[0083] 其中，公式（10)中，与前述各公式