10] 其中凡f为接收端接收到的时域信号，i e [ 1，仏]表示一个OFDM符号中采样时 亥丨J序号，N为FFT点数，Ng表不循环前缀CP的长度，η表不一个子帧中OFDM符号序号，r表不接 收天线序号，Ns表不对应的OFDM符号数；
[0011] B.接收导频数据缓存步骤
[0012] 将Nt根发射天线、Nr根接收天线的MMO-OFDM系统所有接收天线接收到的时域OFDM 导频信号去除循环前缀(CP)后经DFT模块转换得到的频域导频符号￥"，采用以下方法更新 接收导频数据缓存
[0013]
[0014] 表示Nt根发射天线、Nr根接收天线的MMO-OFDM系 统所有接收天线接收到去除了循环前缀（CP)后经DFT模块后的第η个频域OFDM符号块，
表示第r个接收天线上的频域接收信号向量，pk，k = 1，…，NP-1代表Np个导频子载波序号。
[0015] C.数据预处理与相位计算步骤
[0016] 对接收导频数据缓存中所存储的相邻两个导频符号Y^n，Yf采用以下方法进行 数据预处理，计算得到两个修订测量信号}和Yf并根据发送端发送的相邻 频域导频符号计算如下的两个相位值：
[0017]
[0018] 其中arg( ·)表示取对应变量相位。
[0019] D.相位修正计算步骤
[0020] 在初始频偏估计|B)的基础上，得到一个初始相位i
然后利用初始相位 差可以依据下式计算相位折叠数
[0022] 共个roumα· MTj衣四古m八；is舁，共个cm衣4·日邻导频符号间隔长度；按以下方法 计算anglel(n)，angle2 (n)的三组相位候选修正值，其中如果初始频偏估计为正值，在计
[0021] 算候选修正值izwg/el广时选择加法，计算时选择减法
[0023]
[0024]
[0025]
[0026]
[0027]
[0028]
[0029 ]如果初始频偏估计if为负值，在计算候选修正值丨-时选择减法，计算 时选择加法
[0040] 对应绝对差值最小的修订相位值《/^/^'训冰式^即作为最终修订确认的相位值 用于后续计算，即令
[0030]
[0031]
[0032]
[0033]
[0034]
[0035]
[0036]
[0037]
[0038]
[0039]
[0041]
[0042] E.异常相位判决步骤
[0043]在数据预处理、相位差计算步骤和相位修正计算步骤计算确定相位anglel(n)， angle2(n)的基础上，根据下述关系判断当前的相位是否为异常值，其中δ为判断相位是否异 常的可i?刦浓阑佶
[0044] 当前计算的两个相位值为正常值；
[0045] 当前计算的两个相位值中至少有一个 为异常值。
[0046] F.更新相位差数据缓存步骤
[0047] 根据异常相位判决步骤所得出的判决结论，决定是否用数据预处理与相位计算步 骤所计算得到的两个相位值anglel(n)，angle2 (n)更新如下所示的两组相位滑窗缓存器：
[0048]
[0049] ?如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相 位值anglel (n)，angle2(n)不是异常值，则按以下方法更新两组相位滑窗缓存器
[0050]
[0051]
[0052]
[0053] ?如果异常相位判决步骤判定数据预处理与相位计算步骤所计算得到的两个相 位值anglel(n)，angle2(n)中至少有一个为异常值时，则保持两组相位滑窗缓存器中缓存相 位值不变；
[0054] G.基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤
[0055] 从两组相位滑窗缓存器中缓存的相位值，按以下方法计算对应的平均相位值
[0056]
[0057] 在平均相位值计算结果的基础上，按以下方法计算和确定基于平均相位差的最大 似然频偏估值
[0058] H.更新频偏估值滑窗缓存及平滑滤波处理步骤
[0059]将基于平均相位差的最大似然频偏估算步骤估算得到的频偏估值按以下方法 存入如图2所示的长度为P的先入先出(HFO)的频偏估计结果滑窗存储器中：
[0060]
[0061] 然后根据长度为P的频偏估计结果滑窗存储器中缓存的P个频偏估值按以下方法 计算确定当前时刻的最终频偏估值。
[0062]
[0063] 本发明专利的主要创新点具体体现在以下两点：
[0064] ?提出了适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法，该算法通过 将频域接收导频信号进行必要的相关运算后，实现了频偏估计与信道估计的解耦，而且基 于频域差分相位的频偏估计有简单的闭式解，这为高移动场景下的高性能频偏估计提供了 切实可行的技术解决方案。
[0065] ?适合于超高移动环境下基于频域差分相位的频偏估计算法仅需很少的频域导 频即可获得较好的频偏估计性能，这有助于改善超高移动环境下MMO-OFDM系统通信效率。
[0066] 与现有技术相比，本发明的有益效果是：
[0067] -、与现有的频偏估计方法相比，基于频域差分相位的频偏估计算法有闭式解，能 通过简单的差分相位运算估计频偏，无需繁琐复杂的计算和搜索确定频偏估值。
[0068] 二、与现有的频偏估计方法相比，基于频域差分相位的频偏估计算法能在导频资 源很少的条件下为超高移动环境下无线通信系统提供合理的频偏估计性能。
【附图说明】：
[0069]图1相位值滑窗更新示意图。
[0070] 图2频偏估计结果滑窗数据缓存更新示意图。
[0071] 图3上行MBTO SC-FDMA系统收发端示意框图。
[0072]图4频域接收信号示意图。
[0073]图5导频子载波示意图。
[0074] 图6 LTE下行MMO-OFDM收发端示意框图。
[0075] 图7基于频域差分相位的频偏估计算法的具体实施步骤图。
[0076]图8相位值滑窗更新示意图。
[0077]图9频偏估计结果滑窗数据缓存更新示意图。
[0078]图10基于频域差分相位的频偏估计性能示意图，TD-LTE上行，1Tx2Rx。
[0079]图11基于频域差分相位的频偏估计性能示意图，TD-LTE下行，2Tx2Rx。
【具体实施方式】
[0080]下面结合附图和实施例对本发明作详细说明。
[0081] 实施例一：
[0082]下面结合TD-LTE标准下的上行MMO SC-FDMA系统对本发明的具体实施步骤进行 详细说明。
[0083]图3所示是TD-LTE标准上行MMO SdDMA系统收发端示意框图。假设系统接收端 符号同步的条件下，第q根接收天线接收到的去除了循环前缀(CP)后经DFT模块后的第η个 频域OFDM符号块可表示为：
[0084]
[0085]
[0086]
[0087]
[0088]
[0089]
[0090] 其中N为子载波数，表示发送端第t个发射天线在第η个OFDM符号块内对 应在第m个子载波上发送的数据符号。ΧΓ Nn分别表示第r个接收天线上的频域接收信号和 高斯噪声，ε表示归一化频偏。表示第t个发射天线到第r个接收天线间第η个OFDM符号 块的第1条路径上的时域信道参数，T1是第1径时域信道的归一化时延。将公式中α单独写为 向量形式，系统模型可重写为：
[0091] Υη=Ηη(ε)αη+Νη (2)
[0092] 其中
[0093]
[0094]
[0095]
[0096]
[0097]
[0098]
[0099]
[0100]
[0101]
[0102]
[0103] 考虑如图4所示的接收信号情况，频域导频符号经过OFDM调制后发送至时频双选 择快衰落信道，接收端在OFDM解调后提取接收信号，此时的接收信号即是频域的接收信号。 根据式(2)中频域M頂0 OFDM系统模型，第η个MMO OFDM块内（r，t)天线对之间第1径时域信 道可以写成基扩展模型为
[0104]
(3)
ξ^,;η代表BEM表示的近似误差。在MMSE准则下，最佳的BEM系数和对应的模型误差计算方法 如下：
[0106] (4)
[0107] 其中 f将所有天线对所有路径间的信道系数都采用BEM模型可以 〇 表示如下：
[0108]
[0109] 其中B = ?B/。在公式(2)和公式(5)的基础上，忽略BEM建模误差，采用BEM 模型描述的MMO-OFDM系统频域接