用于改变容性负载的功耗的方法

专利名称：用于改变容性负载的功耗的方法
技术领域：
本发明涉及用于改变容性负载的功耗的方法和控制电路，所述的容性负载在交流电网上通过在每个电网半波内利用电网频率进行电网电源的开关而进行工作，本发明尤其还涉及灯的镇流器。
背景技术：
诸如放电灯、尤其是紧凑型荧光灯(CFL)的灯，其在电网上工作时通常利用整流电路对交流供电进行整流，并对常被称为平滑电容的电容进行充电。在此所采用的概念“灯”尤其涉及上述的紧凑型荧光灯，但也可以被理解为诸如卤素灯等其它灯。在电容上出现的直流电压被用来给驱动该紧凑型荧光灯的换流器或逆变器(以下称为逆变器)供电。本发明通常涉及改变容性负载的功耗，其中概念“容性”在灯电路情况下是指所述逆变器的输入上的所谓的平滑电容。

发明内容
本发明的目的在于提供一种用于改变容性负载功耗的改善的方法和改善的控制电路。
在此，根据本发明给出了一种通过在电网电源的每个电网半波内利用电网频率进行电网电源的开关来改变负载的功耗的方法，所述的负载在交流电网上具有容性的输入，其特征在于只要所述电网电源被关断，便断开桥接所述负载输入的电流路径；以及在接通电网电源时经一个转换器给一个平滑电容充电，直到所述负载的平滑电容上的电压达到预定的最大值。转换器在下文可以被理解为这种装置，其适合于将输入电压转换成具有另一种时间变化曲线的输出电压。这尤其可以是降压变换器或逆变器或升压变换器。
本发明尤其涉及一种用于执行上述方法的电路和一种具有这种电路的用于紧凑型荧光灯的电子镇流器，该镇流器被用来在相控调光器上工作。
本发明人是基于以下知识调光或调整功率的可能性在容性负载的情况下是需要改善的。诸如紧凑型荧光灯的容性负载在非恒定的电网电源、例如调光时趋向于不稳定，这在灯的运行过程中表现为干扰的闪烁现象。
虽然在过去采用过不同的泵浦电路(公知为用于减小电网谐波的电路)，其能够实现更长的电流角，也即实现恒定的功耗和由此带来改善的调光性能，但这种泵浦电路需要高额的器件费用。缺点是，已知的泵浦电路必须被如此设计，使得在灯没有调光器进行工作的情况下，所出现的电网谐波不超过合适的极限值。另外，这种泵浦电路的泵功率取决于整流器电压中间电路的瞬时电压，由此在连续的电网半波内出现调光器的非对称性，这种非对称性将导致被运行的灯产生闪烁现象。而且还不能保证所述的泵功率总是足够地大以及平滑电容在调光器上工作时不会随着调光器的功率开关(三端双向开关)的导通而突然利用高的尖峰电流值再充电，这最终可能对灯的寿命产生负面影响。
本发明的基本思想在于消除上述的不稳定性和影响。为此，根据本发明尤其针对容性负载在相控调光器上的工作的方法，在电网电源被关断的第一阶段断开桥接所述负载输入的电流路径。“桥接”或“短路”是指至少给低频的输入电压产生桥接。低频的意思是，输入电压在该频率时，转换器(扼流圈)内的感应电阻相对于调光器内所设置的时间电阻而言必须小得可以忽略。于是，利用这种低欧姆的电流路径，例如调光器内的功率开关的时间元件即便在没有功率供电的时候也能被加到负载上。在电网电源被接通之后，一个转换器进行工作，直到负载的平滑电容上的电压达到预定的最大值。由此可以避免灯的平滑电容的过载。在此，转换器的电流路径优选地被如此设计，使得电流至少时间平均地等于为保持电网电源所需要的维持电流的强度。
上述方法的一种变型方案规定，当所述电网电源每次被接通的时间低于一个预定的最小值时，减小所述平滑电容上的预定的电压最大值。这在利用相控调光器进行工作时尤其具有以下优点，即当相控选通角很大时可以减小在导电器件内的无功电流和损失。
本发明的方法优选地在一个进一步的步骤中识别所述的负载是否在调光器上工作，或是否具有连续的电网电源。连续的意思是，交流电压被持续和稳定地施加在负载的输入上。为此所述的电流路径被连续地关断，也即转换器的工作被去活。
本发明的方法通过本发明的电路来执行。该电路至少具有一个可开关的电流路径，并且该电流路径被用来桥接负载的输入。因此根据本发明，例如在调光器工作的情况下，即便在功率开关(调光器中的三端双向开关)没有被切换时也能实现调光器时间元件的充电。另外还设有一个控制单元，该控制单元负责检测负载的容性输入上的电压，以及相应地开关所述的电流路径。所述的检测优选地通过以下方式来进行，即在负载的电网侧，在整流器之前通过三个电阻产生所述电网电压的一个映象。
此外，所述的电路还可以分析处理电网电源的信号，并根据该信号产生一个用于控制负载功耗的控制信号。由此可以使负载工作与可变的电网电源相匹配。
在本发明中，所述转换器的优选形式是升压变换器。电路中的所述电流路径优选地通过一个用控制单元可控的晶体管构成。根据本发明，所述的升压变换器在电网电源被施加到负载上之后进行工作，直到负载的平滑电容上的电压达到预定的最大值。由此可以阻止负载的平滑电容上的过压，并在总体上积极地影响灯的寿命。为了进一步降低干扰影响(例如调光器的扼流圈)而规定，负载的输入在转换器之前被短路，并由此绕过该转换器。根据本发明，这是通过一个接口电路来实现的，该接口电路被连接在整流器和转换器之间，只要在电网侧没有功率供电施加给负载，该接口电路便产生短路。在此，该接口电路优选地通过去耦二极管同转换器去耦，使得不能经该接口电路从该转换器产生放电过程。


下面借助多个实施例来详细讲述本发明。其中图1示出了用于驱动相控调光器上的负载的电路装置；图2示出了用于实现本发明方法的电路装置的例子；图3示出了一个图形，其以时间为函数给出了a)由所述相控调光器提供的电网电压的定性曲线，b)负载两端电压的定性曲线，以及c)在升压变换器内作为开关进行工作的晶体管的控制输入上的电压信号曲线；图4示出了另一图形，其给出了图3所示物理量的类似的时间曲线；图5a示出了用于实现本发明方法的示例电路；
图5b示出了用于实现本发明方法的另一示例电路；图6示出了一个图形，其以在所述相控调光器内所调定的相控选通角为函数而给出了为调整负载功耗所采用的输出电压的曲线；图7示出了具有集成接口电路的本发明电路的电路设计。
具体实施例方式
用于驱动相控调光器上的负载的电路装置实施例在图1中被示出。可以看到一个电路，其中由交流电压/电网电源VS来驱动负载CFL。该负载CFL由电压源VS通过相控调光器(位于点N和P之间)进行供电。相控调光器给该负载提供一个周期性的电网电源，该电网电源在每个半周期内通过触发功率开关“三端双向开关”而延迟地通过可变时间元件“二端交流开关”、TR、TC被断开。除了所述的功率开关三端双向开关和由二端交流开关、电容TC、可调电阻TR构成的时间元件外，在调光电路中通常还设立一个保险装置F，另外还设立一个电容C和电感L用于去无线电干扰。
本发明的方法是基于一种升压变换器的电路技术布置，该升压变换器在图2中作为紧凑型荧光灯CFL的集成镇流器的一部分，并由电容C1、电容C2、二极管D1、扼流圈L1和用晶体管T1实现的开关构成。该紧凑型荧光灯包含有整流器GL，电容C2(也即负载的容性输入)通过该整流器经扼流圈L1被充电。电容C2通过开头所说的逆变器电路INV给灯CF供电。利用控制电路BCC，通过控制输出GD来经晶体管T1给电容C2供电。
该电路工作如下电网交流电压在整流器GL中被变换成脉动的直流电压。在正极引线上，扼流圈L1的一次绕组和附加的二次绕组被串接。二次绕组可以被用来识别扼流圈L1的去磁。
晶体管T1在导通状态下负责使扼流圈L1中的电流上升，直到一个设定值，该值可以利用与晶体管串联的电阻R4来测定。由控制电路BCC通过输入TCS以R4上的电压降的形式来测量和进一步处理流经T1的电流。
在晶体管T1关断之后，二极管D1把馈入扼流圈L1中的电流导入电容C2，直到该扼流圈完全被去磁。该去磁通过与控制电路BCC的输入LCS相连接的L1的二次绕组来检测。
根据本发明，下面详细讲述的控制电路BCC通过输出GD来控制晶体管T1的导通和关断。该控制电路例如通过电阻R5被提供能量，显然也可以采用其它的电路来给控制电路BCC提供足够的供电电压。
利用电阻R6和R7测量电容C2上的电压，并且根据比例R6/R7的进一步划分而把电压施加到控制电路BCC的输入CVS上。
电阻R1，R2和R3被如此连接，使得在用于测定供电电网电压的相控选通角的输入DAS上给控制电路BCC提供瞬时所施加的电网电压的一个映象。
在整流器的输出侧，由于滤波器电容(C1)或寄生电容(例如在GL中)上可能有剩余电压，因此不能可靠地检测电网电压的零穿越。通过把两个电阻R1和R2连接到整流器的电网侧，可以与滤波电容或无线电去干扰电容无关地测定所施加的输入电压，尤其是其零穿越。
控制电路BCC通过输出DL提供一个信号，其大小与通过外部调光器产生的、并通过R1、R2和R3或输入DAS测定的被切削电网电压的相控选通角成比例。该信号可以在合适的、在此没有详细叙述的逆变器内被用来根据在调光器内所调定的相控选通角来控制或调整灯电流，并由此控制或调整灯的亮度。
为阐述所说电路的进一步作用方式，参考图3。该图示出了以下电压的时间曲线由相控调光器所提供的电网电压U(N)在电阻R3上的电压(与U(N)成比例)，在电阻R7上的电压(与U(C2)成比例)，或输入DAS上的反映了电网电压的电压U(DAS)，以及为控制晶体管T1而在输出GD上施加的电压U(GD)。
在电网半波的结束处，控制电路BCC的输入DAS上的电压变成0(时间点t1)。据此，BCC通过输出GD使晶体管T1导通。在ta阶段，在该晶体管和因此在电阻R4中没有负载电流经过，因为电网侧的调光器所包含的三端双向开关(见图1)尚未导通(相控选通)，所以，晶体管T1持续导通。
利用该导通的晶体管，本发明的可调光的灯对调光器而言看起来象一个低欧姆负载，例如白炽灯(图1中的CFL)。尽管灯在ta阶段自身不接收能量(充电电流用于滤波电容)，但通过电流路径GL、L1、T1和R4，调光器内的时间元件(由TR和TC组成，见图1)的电容TC可以通过该调光器的时间元件的可调电阻TR进行充电，直到三端双向开关利用二端交流开关被触发。也即，在ta期间只流经小电流，该小电流是调光器内的时间元件(TR，TC)的功能所需要的。在调光器(电压P-N)上实际上存在一个类似于截止电压形式的电网全电压VS。
在调光器内的三端双向开关被触发(时间点t2)的瞬间，有一个电流流经该调光器，并在可调光的CFL的输入上出现电网电压，调光器(P-N)上的电压几乎变为0。三端双向开关的物理特性要求流过一个最小电流(所谓的维持电流)，以便在导通状态下使该器件没有进一步的触发脉冲。如果低于该维持电流，则三端双向开关将再次熄灭，而且在调光器的内部时间元件的相应设置情况下，可能会经二端交流开关向三端双向开关的控制输入端导入一个新的触发脉冲，因此可能产生新的通电流。这种在一个电网半波内多次触发一个三端双向开关将会导致灯明显地闪烁，尤其当仅仅在每第二个电网半波内产生上述再触发时也是如此。
根据本发明，所建议的电路装置在时间点t2象已知的升压变换器一样开始工作。在此，这样来选择器件L1、T1和R4的规格，使得在时间tb内由可调光的CFL接收的平均电流大于经常在调光器内采用的所有三端双向开关的维持电流。在该时间tb内，通过象升压变换器那样来运行该电路装置，使得平滑电容C2被充电，C2上的电压U_C2线性地上升。
在时间点t3，在分压器R6/R7上抽取的电压U(CVS)达到预定的最大值U_CVSmax。该最大值U_CVSmax由电容C2的耐压性、包含在逆变器内的开关元件的耐压性、分压比R6/R7、开关阈值UDC4或USUB以及信号DL而得出。
在该时间点t3，根据本发明终止该开关装置在升压变换器意义上的工作，晶体管T1保持连续地被关断直到电网电压的下一个开始新的周期的零穿越。在该阶段tc，调光器的三端双向开关熄灭，但对CFL的工作不再有任何影响，因为其平滑电容C2已被充电到一个足够的电压，而且逆变装置INV或灯CPF可以被提供能量。
通过升压变换器工作，即便在调光器内出现非对称性(在正、负半波时的选通角有微略的不同)，滤波电容在每一个电网半波内也被充电到相同的值。因此根据本发明不可能随电网电压频率而出现闪烁。
当负载在没有调光器的情况下工作时，也可以采用本发明。在常规的电路中，在该情形下可以不遵守有关电网电流谐波方面的法定规则。也即，升压变换器工作在每次电网零穿越后便开始(没有阶段ta)。然后早点结束阶段tb，使得在90°相角时不再有电流流过灯。但在相应的标准EN61000-3-2中规定了大于90°的电流。
本发明的控制电路BCC知道是否存在一个调光器，或者灯是否直接在电网上工作。图4简要地解释了当不存在调光器时过渡到具有被去活的升压变换器的灯的工作。
当不存在调光器时，晶体管T1根据本发明在几个电网半波之后持续地不再导通(仅还执行阶段tc)，因此有一个再充电直流经二极管D2从电网流进电容C2。就遵守上述标准而言，电容的规格必须以与如今可用的不调光灯一样的方式来确定。
图5示出了用于实施本发明方法的电路装置的例子，其作用方式如下。
在开始工作时，存储元件(触发器)FF1和FF2被置位，使得其输出Q1和Q2为逻辑“1”。比较器K3的输出在一开始同样是逻辑“1”，因为包含在AV1中的电容尚未充电，因此在低通滤波器AV1的输出上还没有提供电压。
通过该预定条件(G1E1＝G1E2＝G1E3＝“1”)，与门G1的输出G1A变成逻辑“1”，因此控制电路的输出GD同样是“1”，晶体管T1导通。
通过流经GL、L1、T1和R4的起始电流，输入TCS上的电压这时上升，由此使得比较器K1的正极输入上的电压上升。一旦此时TCS上的电压超过K1的负极输入上的预定电压DC1，则K1的输出电压突然上升。通过差分器DIFF1，这种上升被变换成一个短脉冲，该短脉冲通过触发器FF1的输入R1使该触发器复位，输出Q1变成“0”。这通过与门G1的输入G1E1导致晶体管T1的关断，因为GD同样变成“0”。作为替换方案，可以使晶体管T1导通一个预定的时间。为此可以设立相应的时间电路来代替比较器。
扼流圈L1的去磁通过L1上的二次绕组来检测。在该二次绕组上产生的信号通过输入LCS被输入到差分器DIFF2，在L1中的电流变为0的瞬间，在该差分器的输出上提供一个短脉冲。该短脉冲通过输入S1而使触发器FF1置位(Q1变成“1”)，这通过G1和GD导致晶体管T1被重新导通。
根据本发明，上述被实施为升压变换器的电路拓扑的这种工作可以通过与门G1的两个输入G1E2和G1E3来影响，使得能够执行上述建议的方法。
在工作开始时，触发器FF2的输出Q2被置为“1”。通过上述升压变换器形式的电路拓扑的工作，平滑电容C2以及由此控制电路的输入CVS上的电压上升。
如果CVS上的电压超过预定值DC4，则比较器K4的输出从“0”变到“1”。该状态切换通过差分器DIFF4被变换成一个短脉冲，该短脉冲通过输入R2而使触发器FF2复位。由此，Q2变成“0”，与门G1的输出因G1E3＝0而同样变成“0”。通过G1E3和G1A，晶体管T1被可靠地保持关断(阶段tc)，直到触发器FF2被再次置位(时间点t1)。
如果输入DAS上的电压(与CFL的输入上的电压成比例)在电网半波的结束处小于设置的阈值电压DC2，则比较器K2的输出从“1”切换到“0”。该状态切换通过差分器DIFF3被变换成一个短脉冲，该短脉冲通过输入S2而使触发器FF2置位。由此使Q2变成“1”，与门G1的输出在G1E1和G1E2的相应输入电压时再次变成“1”。在tc阶段需要的门G1的截止经G1E3通过输出Q2而被取消。
比较器K2的输出信号还另外被输入到低通滤波器AV1，该滤波器的输出电压因此与在调光器内所调定的相控选通角成比例。低通滤波器AV1的输出上的被平滑过的信号被提供到逆变器INV的控制电路的输出DL上，以达到所需的光通。
利用比较器K3检测CFL是否在调光器上工作。当在CFL上出现电网全电压时，低通滤波器AV1的输出上的电压最大。在该情形下，AV1的输出电压大于预定的阈值电压DC3，由此比较器的输出为“0”。因为K3的输出信号被施加到与门G1的输入G1E2上，所以其输出G1A可靠地保持“0”，晶体管T1可以通过G1或GD而不导通。
即便调光器被调节到100％的亮度，每个调光器都具有一个最小相控选通角。因此AV1的输出电压降到预定值DC3以下，从而K3的输出为“1”。在该状态下，当CFL在调光器上工作时，门G1的截止经G1E2通过K3的输出而被取消。
为进一步改善上述对CFL调光的方法，规定当相控选通角大于一个同样可预定的值时，C2上的电压的预定最大值U_CVSmax慢慢地变小。在此必须考虑的是，要可靠地避免C2经二极管D2从电网进行直流再充电。在每种可能的工作状态下，C2上的电压必须大于电网电压的瞬时值。
图5b示出了控制电路的一种相应的示例电路布置。与图5a所示的实施方案不同的是，向比较器K4并不是输入恒定的比较量DC4，而是一个取决于相控选通角的电压(参见图6)。
在减法器SUB中，从所述在相控选通角大于预定值时由DC4所预定的C2电压最大值中减掉一个取决于该设定选通角的值。为此采用所述的信号DL，因为AV1的输出电压随选通角增大而下降。
图6示例地示出了当C2的电压在相控选通角大于90°的情况下下降时，减法器SUB的依赖于该相控选通角的输出电压。
可以通过改变电压DC4和U(DL)来规定从哪一个选通角开始减小被输入到比较器K4的、用于最大电压U_CVSmax的参考值U(SUB)。于是，通过比例R6/R7可以调节C2上的实际最大电压。如果例如信号DC4被缩小，则只有在相控选通角大于90°时才减小电压U(SUB)。
上述电路布置只应被视为用于在技术上实现所建议的方法的实施例。也可以采用其它的电路来应用上述的方法。
根据本发明，所述的时间元件也可以在调光器内的功率开关的非导通状态下工作(也即当没有电网电压施加到负载上时)。这就是说，在时间元件没有功率供电时，原本的负载是不存在的。于是，本发明在负载中的电路装置表现为一个低欧姆的电流路径。调光器内的功率开关的触发过程只取决于时间电阻TR和时间电容TC(见图1)。于是可以避免可能发生相移，这种相移可能把触发时间点偏移到接下来的电网半波中，并且在负载中最终导致不理想的闪烁现象。
根据本发明，在所述的升压变换器之前可以连接一个(独立的)接口电路。该接口电路被如此地设计，使得晶体管T1和扼流圈L1在ta阶段被桥接，从而相对于电网端子而将负载短路。这有个优点，即在三端双向开关未被触发时，用于对调光器内的时间元件进行充电的电流路径不会流经扼流圈L1以及晶体管T1和电阻R4，从而使得可以避免因负载或其电子镇流器而带来干扰，否则这种干扰将导致不理想的闪烁现象。
在图7中示出了使用这种接口电路的例子。
在图7所示的实施例中，本发明的接口电路由电阻R1、R2、R3，二极管D3，电阻R8、R9、R10，以及晶体管T2和T3组成。晶体管T2的开关路径与去耦二极管D3相串联，而该去耦二极管D3与平滑电容C1并联。晶体管T2短接了负载的供电输入。第二晶体管T3用于接通或关断晶体管T2，并由此用其集电极(通过电阻R9)与晶体管T2的基极相连接。在此，第二晶体管T3的开关路径与一个由电阻R9和晶体管T2的控制路径所组成的串联电路相并联(T3于是关断和接通T2)。因此可以通过另一个晶体管的接通来关断第一晶体管。
该电路的作用方式如下晶体管T2根据本发明只在阶段ta内被导通，而且在导通状态下经桥式整流器GL在两个电网输入端子之间形成短路。二极管D3的极性阻止了二极管T2在导通状态也短路掉电容C1。通过在桥式整流器GL的输出上布置晶体管T2而实现了负载(CFL)的输入阻抗在电网交流电压(VS，见图1)的正负半波内都被降至最小(“短路”)。
利用电阻R1、R2和R3形成该电路的瞬时输入电压的一个映象，并经电阻R10被施加到晶体管T3的基极。
通过按照本发明在电网侧连接电阻R1和R2的这种布置，保证了可靠地检测电网电压的零穿越(极性反转)，而与可能存在的滤波器电容或还有寄生电容无关。
晶体管T2在晶体管T3被关断时通过电阻R9和R8而被导通。如果T3通过R3上的足够大的正电压降而经R10被导通，那么晶体管T2被关断(图3中的时间点t2)。电阻R10和R9在此被用于改善T3和T2的开关特性。
通过T3的倒相功能，实现了T2总是在ta期间(见图3)导通，而在此期间，在调光器上出现电网交流电压VS的瞬时值，并且在调光器内被设为开关元件的三端双向开关不导通。一旦调光器内的三端双向开关被触发(图3中的时间点t2)并由此在负载CFL上出现电网交流电压VS的瞬时值，则T2被关断，电容C1经D3被充电到负载CFL的输入电压的峰值。
权利要求
1.通过在每个电网半波内利用电网频率进行电网电源的开关来改变负载的功耗的方法，所述的负载在交流电网上具有容性的输入(C2)，其特征在于a)只要所述电网电源被关断，便断开桥接所述负载输入的电流路径；以及b)在接通电网电源时经一个转换器给一个平滑电容(C2)充电，直到所述负载的平滑电容(C2)上的电压达到预定的最大值(U_C2max)。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述的转换器是升压变换器。
3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于当所述电网电源每次被接通的时间低于一个预定的最小值时，减小所述的最大值(U_C2max)。
4.如权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于当施加在所述负载上的电网电源为恒定的曲线时，持续地去活所述的转换器。
5.用于执行如权利要求1-4之一所述的方法的电路，其特征在于该电路具有一个可开关的电流路径(L1，T1，R4)，并且该电流路径被设计用来桥接负载的输入，以及设有一个控制单元(BCC)，该控制单元被设计用来检测负载(INV，CFL)的平滑电容(C2)上的电压及其电网电源，以及用来开关所述的电流路径(T1，R4)。
6.如权利要求5所述的电路，其特征在于该电路通过第一和第二电阻(R1，R2)分别与一整流器(GL)的一个电网侧输入相连接。
7.如权利要求5或6所述的电路，其特征在于该电路被设计用来分析处理由电网电源生成的信号，和用来产生用于控制所述负载(INV，CFL)的功耗的信号(DL)。
8.如权利要求5-6之一所述的电路，其特征在于该电路具有一个升压变换器(L1，T1，R4，D1，C2)，其中所述的电流路径(T1，R4)经过所述升压变换器(L1，T1，R4，D1，C2)的扼流圈(L1)和该升压变换器(L1，T1，R4，D1，C2)的一个利用所述控制单元(BCC)可控的晶体管(T1)，而且所述的升压变换器被设计成在把电网电源施加到负载上之后一直工作，直到所述负载(INV，CFL)的平滑电容(C2)上的电压达到一预定的最大值(U_C2max)。
9.如权利要求5-8之一所述的电路，其特征在于该电路具有一个前联的接口电路，该接口电路被设计用来只要在所述的负载(INV，CFL)上没有进行功率供电，则在所述的电流路径(T1，R4)和扼流圈(L1)之前短路所述负载的输入，并由此绕过所述的电流路径(T1，R4)和扼流圈(L1)。
10.如权利要求4-9之一所述的电路，其特征在于所述的电流路径(T1，R4)被设计使得该电流路径在所述升压变换器(L1，T1，R4，D1，C2)的工作期间时间平均地流经一个电流，该电流至少等于为保持电网电源中的三端双向开关的导通状态而需要的维持电流。
11.用于灯的电镇流器，具有如权利要求4-9之一所述的控制电路以在相控调光器上工作。
全文摘要
本发明涉及用于改变容性负载的功耗的方法，所述的容性负载尤其是紧凑型荧光灯，其在相控调光器上通过一个转换器(升压变换器)工作。根据本发明，在调光器不导通时(也即在负载上没有电网电源时)闭合该转换器(升压变换器)内的开关(T1)。当调光器导通时(也即在负载上施加有电网电压时)便进行升压变换器工作，直到负载的平滑电容上达到预定的最大电压。
文档编号H05B41/285GK1538605SQ20041003235
公开日2004年10月20日 申请日期2004年4月2日 优先权日2003年4月4日
发明者K·菲舍尔, J·克雷特迈尔, K 菲舍尔, 滋芈醵 申请人:电灯专利信托有限公司