专利名称：高频电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种向阻抗(impedance )大幅变化的负载供应高频电力的高频电源装置。尤其，本发明适合用以生成、维持等离子体(Plasma)的高频电源装置，且用于感应耦合等离子体(inductive coupling plasma, ICP)发光分析装置等利用等离子体的分析装置。
背景技术：
感应I禹合等离子体(ICP)发光分析装置中，向等离子体炬(plasma torch)中导入M,(argon)等的等离子体生成用气体与分析试料,通过对感应线圈(inductive coil)供应高频电力而生成、维持等离子体。通过以分光器等测定由等离子体激发的试料原子的发光来分析试料的元素组成。通过流过感应线圈的高频电流而在等离子体生成部产生高频电磁场,从而使等离子体中的带电粒子加速而流动感应电流，由此对等离子体加热。该感应电流使通过感应线圈形成的磁场减少，因此感应线圈的有效的电感(inductance)减少。此外，因对等离子体加热而损失的能量对感应线圈赋予电阻分量。如此，因形 成等离子体而导致感应线圈的阻抗发生变化。根据等离子体生成用气体或分析试料的状态、向等离子体的供应电力等的不同，等离子体的状态发生变化，从而感应线圈的阻抗也发生变化。为向等离子体供应电力，而由感应线圈与电容器(condenser )形成谐振电路，例如以27MHz供给数100W至数kW的高频电力的高频电源驱动该谐振电路。通常的高频电源的输出阻抗设计为50 Ω，因此在高频电源与谐振电路之间配置调谐电路，从高频电源侧观察而得的阻抗始终被控制为50 Ω。通常采用如下方法，即以使来自调谐电路的反射电力成为零的方式，利用电动机(motor)等驱动调谐电路内的真空可变电容器来调整电容值。如此，在谐振频率为固定且负载的阻抗也固定的条件下，设计高效的高频电源比较容易。然而，在负载的阻抗发生变化的情形时，为操作调谐电路以始终维持最佳状况，而必须使用复杂的控制机构及价格高昂的零件，在向工业产品的应用中成为不利的因素。不使用真空可变电容器等价格高昂的零件，而是根据负载阻抗的变化来使频率变化的自由运行(free-running)方式,例如揭示在专利文献I中。专利文献I中，以使来自调谐电路的反射电力成为最小的方式,使用压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator,VC0)使高频电源的频率变化。然而，因从调谐电路除去真空可变电容器等可变元件，由此无法应对感应线圈的电阻分量的变化。因此，也揭示有如下方法，即不将高频电源的输出阻抗限定为50 Ω，而是直接驱动谐振电路。虽然无法使用同轴电缆(cable)等传输线路来将高频电源设置在远离感应线圈的场所，而是必须将高频电源配置在感应线圈附近，但这样可提供高效且价格低的电源。通过采用频率根据负载阻抗的变化而自动地变化的自激振荡(self-oscillation)方式,而可省去频率的控制电路或调谐电路，从而可构成更简单的高频电源电路。在专利文献2的感应加热装置中揭示一种高频电源电路，其将谐振电路的一部分的电压反馈(feedback)至高频电源的金属氧化物半导体场效应晶体管(metallic oxidesemiconductor field effect transistor,MOSFET)开关兀件而进行自激振荡。此外，专利文献3中揭示将真空管用于开关元件的方式，专利文献4中揭示将晶体管用于开关元件的方式。此外，专利文献5中揭示以半桥(half bridge)驱动谐振电路的单侧的方式、及以全桥(full bridge)驱动谐振电路的两端的方式。专利文献2中，通过变压器(transformer)耦合而将谐振电路的电容器的一部分的电压用作金属氧化物半导体场效应晶体管的门极(gate)电压。专利文献5中，通过变压器耦合而使谐振电路的电流流至电阻而作为金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压。在这些方式中，即便在负载阻抗发生变化的情形时，也能以由该负载阻抗决定的谐振频率持续振荡，也可通过来自谐振电路的反馈而自动地以相同频率驱动金属氧化物半导体场效应晶体管等开关元件，从而不需要谐振电路与驱动电路的相位控制等处理。先前技术文献专利文献专利文献1:R.C.Ferrelletal.，美国专利 US5, 383，019专利文献2:M.Rossnick，美国专利 US5, 191，302专利文献3:ff.Lankreijer，美国专利 US3, 448，407专利文献4:M.Rossnick，美国专利 US4, 001，725专利文献5:S.W.Hosemans，美国公报 US2009/012913
发明内容
发明欲解决的课题如上述般，通过利用专利文献2至专利文献5的技术，可实现价格远低于现有的高频电源的高频电源电路。利用自激振荡方式使频率根据负载阻抗的变化而自动地变化，因此不进行特别的控制便可使谐振电路与驱动电路的相位始终保持在最佳状态。然而，专利文献5的方式中，通过变压器耦合使谐振电路的电流流至电阻而用作金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压，因此会因电阻而产生电力损耗。尤其，在需要大输出的金属氧化物半导体场效应晶体管中，因门极电容大，由此产生因对门极电容充电而导致门极电压的相位延迟的问题，从而使金属氧化物半导体场效应晶体管的开关损耗增大。此外，在以ICP发光分析装置连续地进行分析时，根据等离子体生成用气体或分析试料的状态等的不同，有时离子体突然消失。此时，负载的电阻分量急剧地变化为较小的值，因此过大的电流流过负载，从而有金属氧化物半导体场效应晶体管受到破坏的情形。当然，虽然具备根据负载变动来控制直流电压源(直流电(direct current, DC)电源)的电压的机构，但响应迟钝，无法阻止过大的电流。即便在不至于破坏金属氧化物半导体场效应晶体管的情形时，也会对金属氧化物半导体场效应晶体管造成伤害，从而成为使装置的性能劣化的因素。本发明是为解决上述课题而完成的，其目的在于提供一种简单的电路构成的高频电源，该高频电源为自激振荡方式，即便在负载阻抗产生变化，也能以由该阻抗决定的谐振频率持续振荡，且即便在负载的电阻分量急剧变化为较小的值的情形时也可稳定地动作。
解决课题的技术手段为解决上述课题而完成的发明是一种高频电源，包括直流电压源、一个以上的半桥驱动电路、定电流转换电路、及串联谐振电路，所述高频电源的特征在于:所述直流电压源控制所述半桥驱动电路的电压，所述半桥驱动电路具有至少一对半导体开关元件，在各个所述半导体开关元件的控制端子连接有变压器的二次绕组，以交替地切换接通(ON)状态与断开(OFF)状态，所述串联谐振电路串联连接有感应线圈、至少一个电容器及所述变压器的一次绕组，在规定的谐振频率ω下电抗(reactance)的总和为零,所述定电流转换电路在所述谐振频率ω下为T型定电流转换电路或π型定电流转换电路。此外，在所述高频电源中，所述T型定电流转换电路在所述谐振频率ω下，形成在输入端子侧的包含中央的电抗元件在内的第I回路(loop)的电抗的总和为零，且形成在输出端子侧的包含所述电抗元件在内的第2回路的电抗的总和为零。而且，在所述高频电源中，所述π型定电流转换电路在所述谐振频率ω下，形成在输入端子侧的包含中央的电抗元件在内的第I回路的电抗的总和为零，且形成在输出端子侧的包含所述电抗元件在内的第2回路的电抗的总和为零。进而，所述高频电源也可为如下的高频电源，即其特征在于:在所述半导体开关元件的控制端子，与所述变压器的二次绕组并联地连接有电容器。此外，在所述高频电源中，所述半导体开关元件也可为金属氧化物半导体场效应
晶体管。进而，在所述高频 电源中，所述直流电压源也可具有将电流与电压的积控制于固定的机构。独立于所述发明而创作的本发明是一种高频电源，包括直流电压源、半桥驱动电路，其特征在于:所述直流电压源控制所述半桥驱动电路的电压，所述半桥驱动电路具有至少一对半导体开关元件，在各个所述半导体开关元件的控制端子连接有变压器的二次绕组，以交替地切换接通状态与断开状态，在所述半桥驱动电路的输出端子形成有包含多个电抗元件的第I回路，所述多个电抗元件的一部分、感应线圈、至少一个电容器、及所述变压器的一次绕组串联连接而形成第2回路，在规定的谐振频率ω下所述第2回路的电抗的总和为零，且在所述谐振频率ω下所述第I回路的电抗的总和为零。此外，在所述高频电源中，也可在所述半导体开关元件的控制端子，与所述变压器的二次绕组并联地连接有电容器。而且，在所述高频电源中，所述半导体开关元件也可为金属氧化物半导体场效应
晶体管。进而，在所述高频电源中，所述直流电压源也可具有将电流与电压的积控制于固定的机构。在高频下,如果在电力部使用变压器等则损耗变大，因此不采用推挽(push pull)等方式，而是通过半桥或全桥的开关驱动方式来改善电力效率。在半桥中，将两个开关元件串联配置在直流电电源的正负极之间，通过使这些两个开关元件交替为接通状态，而在两个开关元件的连接部生成矩形波的驱动电压。全桥是利用两个半桥生成反相位的矩形波的驱动电压，在两个半桥的输出端间产生2倍的电压。即便采用任一者，动作原理均相同，因此采用元件数少且构成简单的半桥，下文仅以半桥进行说明。明确的是，通过将负载电路的两端分别连接在反相位的两个半桥的输出端子，下文的讨论也可容易地应用于全桥构成的情形。首先，基于图2对本发明的高频电源的动作原理进行说明。优选采用定电流驱动电路，以在负载的电阻分量急剧减少的情形时不使电流急剧增大。在半桥驱动电路10与感应_电容_电阻(inductance-capacitance-resistance, LCR)串联谐振电路30之间配置有定电流转换电路20。感应-电容-电阻串联谐振电路30包括感应线圈的电感分量31与电阻分量32、及电容元件33。感应线圈的电感分量31与电容元件33在某谐振频率ω下进行串联谐振。因此，从定电流转换电路20观察而得的感应-电容-电阻串联谐振电路30的阻抗，与感应线圈的电阻分量32的值RO相等。但是，此处将频率f乘以2π所得的角频率ω (=2 π f)简单地称作频率。定电流转换电路20包含呈T型配置的电抗元件21、电抗元件22、电抗元件23。例如在电抗元件21与电抗元件23为电感器(inductor)的情形时，电抗元件22设为电容器。或者，在电抗元 件21与电抗元件23为电容器的情形时，电抗元件22设为电感器。电抗元件21、电抗元件22、电抗元件23的电抗的绝对值，在感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω下均设为相同值XI。更一般而言，条件为如下，即在谐振频率ω下，形成在输入侧的包含定电流转换电路20的中央的电抗元件22在内的第I回路(从半桥驱动电路10出发，并经由电抗元件21、电抗元件22到达半桥驱动电路10的路径)的电抗的总和为零，进而，形成在输出侧的包含中央的电抗元件22在内的第2回路(从电抗元件22出发，并经由电抗元件23、感应-电容-电阻串联谐振电路30到达电抗元件22的路径)的电抗的总和为零。作为另一构成例，图3中表示将图2的定电流转换电路20替换为定电流转换电路27的高频电源，该定电流转换电路27包含呈π型配置的电抗元件24、电抗元件25、电抗元件26。例如在电抗元件25为电感器的情形时，电抗元件24与电抗元件26设为电容器。或者，在电抗元件25为电容器的情形时，电抗元件24与电抗元件26设为电感器。电抗元件24、电抗元件25、电抗元件26的电抗的绝对值，在感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω下均设为相同值XI。更一般而言，条件为如下，即在谐振频率ω下，形成在输入侧的包含定电流转换电路27的中央的电抗元件25在内的第I回路(从半桥驱动电路10出发，并经由电抗元件25、电抗元件26到达半桥驱动电路10的路径)的电抗的总和为零，进而，形成在输出侧的包含中央的电抗元件25在内的第2回路(从电抗元件24出发，并经由电抗元件25、感应-电容-电阻串联谐振电路30到达电抗元件24的路径)的电抗的总和为零。图3的动作原理与图2的动作原理相同，因此以下说明是基于构成更简单的图2的T型定电流转换电路进行说明。半桥驱动电路10根据来自感应-电容-电阻串联谐振电路30的反馈而输出某谐振频率ω的矩形波的驱动电压。相对于ω的高次谐波而负载的阻抗十分高，因此仅作为基波的频率ω的分量驱动感应-电容-电阻串联谐振电路30。将半桥驱动电路10的驱动电压的基波(正弦波)的电压设为V1、将电流设为II。此外，如果将感应-电容-电阻串联谐振电路30的电压设为V0、将电流设为10，则以下的关系式成立。[数式I]Vl=IO X (JXl)
[数式2] VO=I I X (-jXl)[数式 3]V0/10=R0[数式 4]V1/I1= (XlXXl) /RO根据数式I可知，若半桥驱动电路10的驱动电压的基波的电压Vl为固定，则流过感应-电容-电阻串联谐振电路30的电流IO成为固定，图2或图3的电路作为定电流转换电路发挥功能。本来，为转换为定电流而仅需要电抗元件21、电抗元件22，但通过追加电抗元件23，而在数式3中感应-电容-电阻串联谐振电路30的阻抗为电阻RO的情形时，根据数式4，从半桥驱动电路10观察而得的负载的阻抗也成为电阻(XI XXI) /R0。此处，从半桥驱动电路10观察而得的负载的阻抗，以倒数的形式包含感应-电容-电阻串联谐振电路30的电阻R0，因此在等离子体消失时，即便RO的值急剧减少，从半桥驱动电路10观察而得的负载电阻反而上升，从而可将流过感应线圈的电流IO保持于固定值。向等离子体的 供应电力，与由感应线圈的电阻分量32消耗的电力VOX IO相等。根据上述数式I与数式2，向等离子体的供应电力与半桥驱动电路10的消耗电力VlXIl相等。因此，通过使半桥驱动电路10的电压与电流的积为固定，而使向等离子体的供应电力保持于固定。此外，即便感应线圈的电阻分量32急剧减少，半桥驱动电路10的输出电流也不会增大，而可安全地转移至等离子体的再生成处理。图2所示的电抗元件为便于说明而作为个别的元件来记述，但就实际的电路元件而言，除感应线圈以外，只要满足电抗值的条件，则当然可分割为多个元件，或耦合为单一元件。例如，电抗元件21也可连接于半桥驱动电路10的图中的下侧的输出线，也可以使电抗值的和成为Xl的方式分割为多个元件而分割配置在上下的输出线。此外，也可耦合电抗元件23与电容元件33而由单一电容器构成，也可分割为多个电容器与电感器，进而也可将这些元件与感应线圈以某种顺序排列在电抗元件22的右侧。在图2的电路构成中所要求的条件为如下，即第1:对于由中央的电抗元件22与中央的电抗元件22的右侧的元件群构成的第2回路，在某谐振频率ω下谐振条件成立，即电抗值的和为零。第2:对于由中央的电抗元件22、与配置在中央的电抗元件22与半桥驱动电路10之间的元件群构成的第I回路，在与所述第2回路相同的谐振频率ω下谐振条件成立，即电抗值的和为零。至此为止，仅对感应线圈的电阻分量32变化的情形时的动作进行说明，下文对感应线圈的电感分量31变化的情形时的动作进行说明。首先，在等离子体未点亮的情形时，以在某谐振频率ω下谐振条件成立的方式构成电路。此外，为稳定地持续放电，半桥驱动电路10构成为根据来自感应-电容-电阻串联谐振电路30的反馈，而自动地以感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω驱动输出。因等离子体的点亮或向等离子体的供应电力的增大而导致感应线圈的电感分量31减少。此时，在由中央的电抗元件22与其右侧的元件群构成的第2回路中，谐振条件成立的频率ω向高频侧变化。例如，如果电感分量31的电感值减少6%，在谐振频率ω增大约3%。如此一来，电抗元件21的电抗值与电抗元件22的电抗值向互为相反的方向均变化3%，包含配置在中央的电抗元件22至半桥驱动电路10之间的元件群的第I回路，与谐振条件产生约6%的偏差。然而，由于向等离子体的供应电力最大的情形时的感应线圈的电阻分量R0、与定电流电路的电抗元件的电抗值Xl设定为大致相同程度的值，因此从半桥驱动电路10观察而得的负载的阻抗(XlXXl)/RO的最小值与Xl为相同程度。实际上，在直流电电源的电压与电流的可变范围内以可驱动负载的阻抗(XIXXI)/RO的方式设定Xl的值。因此，半桥驱动电路10的输出与谐振条件的偏差所引起的相位的误差为约6%，不会对电路动作或开关损耗造成大影响。进而，在向等离子体的供应电力最大的情形时，只要以关于第I回路与第2回路的两个谐振条件成立的方式设定，则在电阻分量RO变小的情形时，从半桥驱动电路10观察而得的负载的阻抗(X1XXD/R0远大于XI，谐振条件下与Xl偏差约6%所引起的相位的误差为完全可忽略的大小。因此，即便在电路元件的值有1%左右的误差，感应-电容-电阻串联谐振电路30与半桥驱动电路10的驱动电压的相位也无问题。即便因温度变化等而导致元件常数多少有些变化，也可稳定地动作，因此具有可利用价格比较低的元件构成装置的优点。此处，表示具体的电路参数的一例。感应线圈也有时会根据分析条件而加以更换，例如使等离子体熄灯时的电感为L0=710nH，使向等离子体的供应电力的最大值为1.6kff时的电阻分量的值为R0=3.9Ω。使谐振频率为ω=2 π X27.12MHz，代替电抗元件23与电容元件33而将两个IOOpF的 电容器配置在感应线圈的两侧。在电抗元件22使用1.5nF的电容器，电抗元件21设为23nH的电感器。此时，Χ0=121 Ω、Xl=3.9 Ω。在向等离子体的供应电力最大值为1.6kff时，从半桥驱动电路10观察而得的负载的阻抗(XI XXlVRO的最小值成为与Xl相同的值3.9 Ω。此时，感应线圈的最大峰值电流为10=28.6A，在感应线圈的两端产生3.5kV的峰值电压。半桥驱动电路10的基波的驱动电压为Vl=Ill.5V。矩形波的驱动电压的振幅在计算上成为2X111.5VX ( π /4) =175V，但实际上因金属氧化物半导体场效应晶体管的开关损耗等，而必须使驱动电压的振幅为200V左右。其次，对本发明的高频电源的反馈方式进行说明。在感应-电容-电阻串联谐振电路中，为弥补在电阻RO中的电力损耗而必须在电路的一部分具有激发源。在图2的感应-电容-电阻串联谐振电路30中，定电流转换电路20发挥激发用电压源的作用，以电压VO激发感应-电容-电阻串联谐振电路30。感应线圈的电感分量31与电容元件33在某谐振频率ω下进行串联谐振，因此感应-电容-电阻串联谐振电路30的阻抗，与感应线圈的电阻分量32的值RO相等，激发用电压VO的相位与感应线圈的电阻分量32的电压的相位一致。另一方面，激发用电压VO的相位与感应线圈的电感分量31或电容元件33的电压的相位偏差90°。因此，专利文献5中，在谐振电路中插入电阻而生成与感应线圈的电阻分量32的电压相同的相位的反馈电压。具体而言，通过变压器使电阻向驱动电路移动而用作金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压。在本发明的高频电源中，通过定电流转换电路20的作用，根据所述数式2，激发用电压VO的相位与半桥驱动电路10的电流Il的相位偏差90°。此外，根据数式4，半桥驱动电路10的电流Il与电压Vl的相位在谐振条件成立的情形时一致，如上述般即便等离子体的状态发生变化而引起感应线圈的电路参数发生变化，相位的变化也为可忽略的程度。因此，半桥驱动电路10的电压Vl的相位成为与半桥驱动电路10的电流Il相同的相位，且与感应线圈的电感分量31或电容元件33的电压的相位一致。因此，在本发明的高频电源中，在感应-电容-电阻串联谐振电路30中插入电容器，通过变压器使该电容器向半桥驱动电路10移动而用作金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压。即，在谐振电路配置变压器的一次绕组，且二次绕组连接在金属氧化物半导体场效应晶体管的门极-源极(source)间，进而与该二次绕组并联连接有电容器。至于半桥驱动电路的两个金属氧化物半导体场效应晶体管，既可共用一次绕组，也可使用独立的变压器。在使用独立的变压器的情形时，只要为电抗元件22的右侧，则可配置在任意的位置上。实际上，通过以使一次绕组与二次绕组间的电压的变化尽量小的方式配置，可使一次绕组-二次绕组间的电容耦合的影响最小，这样较为合适。如此，在金属氧化物半导体场效应晶体管的门极-源极间并联连接电容器这件事对驱动电路的稳定动作而言非常重要。也如根据金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电荷相对于门极-源极间电压的特性所明白般，为将金属氧化物半导体场效应晶体管从断开状态切换为接通状态，而必须向金属氧化物半导体场效应晶体管的门极注入固定量的电荷。如果对门极进行充电的电荷不足，则金属氧化物半导体场效应晶体管完全不会切换为接通状态，如果对门极进行充电的电荷过剩，则在金属氧化物半导体场效应晶体管切换为接通状态后，门极电压急剧上升并超过门极电压的最大容许电压。因此，只要在门极-源极间并联连接如下电容器，且该电容器能以适当振幅驱动，则可不依赖于金属氧化物半导体场效应晶体管的非直线性的门极充电特性，而稳定地进行断开状态与接通状态的切换，该电容器可储存足够大于将金属氧化物半导体场效应晶体管从断开状态切换为接通状态的门极电荷的电荷。此外，专利文献2或专利文献5中，为以较小的反馈电压进行金属氧化物半导体场效应晶体管的断开状态与接通状态的切换动作，而在反馈用的变压器二次绕组的电压叠加直流偏压电压。然而，金属氧化物半导体场效应晶体管的门极阈值(threshold)电压随温度变化大，难以将偏压电压始终保持于最佳的状态。此外，如果偏压电压过高，则形成半桥的两个金属氧化物半导体场效应晶体管同时成为接通状态，从而产生破坏元件的危险。本发明的高频电源中，不使用需要从外部进行控制的偏压电路，而是在门极-源极间与变压器的二次绕组并联地连接电容器。感应-电容-电阻串联谐振电路30的电流进行定电流动作，因此在变压器的二次侧的电容器生成固定振幅的正弦波电压。即便等离子体突然消失，也不会出现如下情况而可形成价格低且安全的反馈电路，该情况为金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压急剧变化，或者相位变化而导致开关损耗急剧增大。在本发明的半桥驱动电路10中，还与上述的反馈驱动的金属氧化物半导体场效应晶体管并联地连接两个金属氧化物半导体场效应晶体管，以便使感应-电容-电阻串联谐振电路30开始振荡。该两个启动用的金属氧化物半导体场效应晶体管将接通-断开状态的切换动作交替进行约5次 15次，来向感应-电容-电阻串联谐振电路30供给振动能量。如果感应-电容-电阻串联谐振电路30的电流IO增大至某程度，则反馈驱动的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压超过阈值电压而进行接通-断开状态的切换动作，从而向自激振荡的状态转移。启动用的金属氧化物半导体场效应晶体管，也可使用与通过反馈电路驱动的金属氧化物半导体场效应晶体管相同的元件，但由于仅在开始振荡时使用，因此也可使用更小型且价格更低的金属氧化物半导体场效应晶体管。启动用的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极驱动电路，例如使用两个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器(driver)，第一个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器，例如生成相当于10个周期的脉冲，第二个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器是比第一个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的输出延迟半周期来生成脉冲。在两个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的输出端间连接门极驱动用的变压器的一次绕组，且二次绕组与电容器并联地连接于启动用的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极-源极间。例如，如果金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的脉冲的频率与感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω存在1%的误差，则经过15个周期达到15%的误差，如果仅用于开始振荡时则为容许的程度。如果感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω根据等离子体的状态变化而变化6%左右，则经过10个周期达到60%的误差，从而相位的变化过大。因此，金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的脉冲的频率，设定为与等离子体点亮的情形时的感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω有约1%以内的误差而一致。或者，也可在感应-电容-电阻串联谐振电路30开始自激振荡之前，使金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的脉冲的频率在谐振频率ω周边一点点地变化。自激振荡开始后，即便利用点火(ignitor)电路使等离子体点火，或者对等离子体加热而引起感应线圈的阻抗发生变化，也可自动地维持振荡。感应-电容-电阻串联谐振电路30的电流IO与半桥驱动电路10的电压Vl成比例，因此为控制向等离子体的供应电力，而控制与在感应线圈的电阻分量32产生的电压VO成比例的半桥驱动电路10的电流II。具体而言，以使半桥驱动电路10的电压Vl与电流Ii的积成为固定的方式，控制半桥驱动电路10的电压VI。振荡是通过反馈电路而维持于稳定，因此电力控制电路的响应速度无须为特别高的速度。此外，在停止振荡时，通过使半桥驱动电路10的电压Vl足够低，而可减小感应-电容-电阻串联谐振电路30的电流10。如果反馈驱动的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压超过阈值电压，则金属氧化物半导体场效应晶体管无法切换为接通状态，从而振荡停止。发明的效果如上述般，根据本发明的高频电源，通过定电流转换电路，无须控制电路参与便可自动避免如下情况，即相对于在等离子体突然消失的情形等时产生的感应线圈的电阻值急剧变化或电感值急剧变化，而半桥驱动电路的输出电流变得过大。此外，通过使用有并联电容器的反馈电路，半桥驱动电路的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压不会产生过电压而可保持于固定的电压，从而可维持稳定的振荡。由于不使用需要高速响应的控制电路，因此可构成价格低、简单且安全的高频电源。
图1是本发明的高频电源的一实施例。图2是使用T型定电流转换电路的本发明的高频电源的构成例。图3是使用π型定电流转换电路的本发明的高频电源的构成例。图4是启动用门极驱动器电路的一实施例。 图5是本发明的高频电源的另一实施例。
具体实施方式
以下，作为本发明的高频电源的一例，对用于感应耦合等离子体(ICP)发光分析装置的高频电源装置进行说明。图1是所述感应耦合等离子体发光分析装置的高频电源。在感应线圈51中流过高频电流，通常同轴地配置在感应线圈51内部的等离子体炬50产生等离子体。在感应线圈的中点连接有扼流线圈(choke coil) 52，来对感应线圈施加直流电偏压电压Vbias。电容值相等的两个电容器35、电容器36与感应线圈51串联地配置在感应线圈51的两端。此夕卜，还串联地配置有反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18。定电流转换电路的电容器42串联地连接于这些串联连接的感应线圈51、电容器35、电容器36与反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18而形成第2回路。在定电流转换电路的电容器42与半桥驱动电路10之间连接有定电流转换电路的电感器41而形成第I回路。在半桥驱动电路10的输出端子间连接有驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12。在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的漏极(drain)电极连接有另一驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11的源极电极。在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11的漏极电极与驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的源极电极之间，连接有旁路电容器(bypass condenser) 80与直流电电源90。在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的门极-源极间，分别配置有电容器13、电容器14、及反馈用变压器的二次线圈15、二次线圈16。反馈用变压器的二次线圈15、二次线圈16，分别与反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18耦合。在半桥驱动电路10上，与包含驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的驱动用电路并联地连接有包含启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62的启动用电路。与驱动用电路相同地，在启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62的门极-源极间，分别配置有电容器63、电容器64、及启动用变压器的二次线圈65、二次线圈66。启动用变压器的与二次线圈65、二次线圈66对应的一次线圈配置在启动用门极驱动器电路70内部。以下，对图1的高频电源的电路加以更详细地说明。用于图1的定电流转换电路相当于图2的T型定电流转换电路。电感器41对应于电抗元件21，电容器42对应于电抗元件22。电抗元件23与电抗元件33耦合而形成电容器，该电容器进而分割为两个电容器35、电容器36，且分别连接于感应线圈51的两端。通过流过感应-电容-电阻串联谐振电路的高频电流而在感应线圈51的两端产生的高电压，通过电容器35、电容器36呈正负对称地分害I]。因此，在等离子体炬内部生成且与感应线圈静电I禹合的等离子体的电位(potential),因来自两端的影响相互抵消而变得稳定。直流电偏压电压Vbias经由扼流线圈52赋予给感应线圈51。扼流线圈52只要能充分阻断高频，则也可不连接在感应线圈51的中点而连接在任一端。此外，也可代替扼流线圈52而使用电阻。此外，反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18也可配置在电容器42的右侧的第2回路的任意位置。但通常，避开产生高电压的感应线圈51与电容器35、电容器36来配置。 如此，在使用T型定电流转换电路的情形时，图2中串联连接的定电流转换电路20与感应-电容-电阻串联谐振电路30的电抗元件群，通过耦合或分割而配置在任意位置。图2中在以使电抗元件群22、电抗元件群23、电抗元件群33、电抗元件群31的电抗值的和成为零的方式由电容器42及其右侧的元件群形成的第2回路中，以电抗值合计为零的方式决定感应-电容-电阻谐振电路30的谐振频率ω。但反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18，通过与各者耦合的二次线圈15、二次线圈16，而分别等价于电容器13、电容器14及包含金属氧化物半导体场效应晶体管11、金属氧化物半导体场效应晶体管12的门极-源极间电容的和的电容器。电感器41也可分割为多个电抗元件，此外，也可配置在电容器42与半桥驱动电路10之间的任意位置。进而，电感器41与电容器42也可分别设为电容器与电感器。图2中在以使电抗元件群21、电抗元件群22的电抗值的和成为零的方式包含电感器41与电容器42的第I回路中，也以感应-电容-电阻串联谐振电路30的谐振频率ω下的电抗值合计为零的方式选择元件群的电抗值。反馈用变压器的一次线圈17、一次线圈18，以使驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12交替地为接通状态的方式逆极性地连接。旁路电容器80供给半桥驱动电路10输出的驱动电流，且具有即便负载的阻抗急剧变化，也可在直流电电源90响应之前足以维持固定的直流电电压的电容。直流电电源90设定半桥驱动电路10的直流电电压，且决定流过感应线圈51的高频电流10。在等离子体的状态发生变化时，如果感应线圈51的电阻分量RO发生变化，则由等离子体引起的损耗发生变化，半桥驱动电路10的输出电流Il发生变化，直流电电源90的输出电流也发生变化。在直流电电源90中为使由等离子体所引起的损耗为固定而装入有如下机构，该机构以使直流 电电压与输出电流的积与预先设定的电力值一致的方式使直流电电压变化来进行控制。或者，也可另行设置该控制电路来进行控制。图4是启动用门极驱动器电路70的构成的一例。设置有两个金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器71、金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器72，且在该金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器的输出端子之间，逆向地连接有启动用变压器的一次线圈67、一次线圈68，使启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62交替地为接通状态。未图示的控制电路，以等离子体未点火的状态下的感应-电容-电阻谐振电路的谐振频率ω的周期，对一金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器71例如在15个周期的期间切换接通状态与断开状态。另一金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器72比金属氧化物半导体场效应晶体管驱动器71延迟半个周期而生成相同的输出。由此，在启动用变压器的一次线圈67、一次线圈68中，在15个周期的期间产生正负脉冲，来驱动启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62。启动用门极驱动器电路70的频率，设定为等离子体未点火的状态下的感应-电容-电阻串联谐振电路的谐振频率ω的周期，因此在驱动启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62的15个周期的期间，启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62的接通-断开的时序(timing)、与通过反馈而驱动的驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的接通-断开的时序不会产生大偏差。
其次，对感应-电容-电阻串联谐振电路开始振荡至停止振荡的一系列操作进行说明。在生成等离子体之前，首先，感应-电容-电阻谐振电路必须开始振荡。在未振荡的状态下，不会在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的门极-源极间产生电压，因此使用另行设置的启动用门极驱动器电路70对启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62进行驱动。如果启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62开始驱动半桥驱动电路10的输出端子，则经过5个周期 10个周期左右，感应-电容-电阻串联谐振电路的高频电流达到规定值。此时，在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的门极-源极间产生充足的反馈电压，即便停止通过启动用门极驱动器电路70对启动用金属氧化物半导体场效应晶体管61、启动用金属氧化物半导体场效应晶体管62进行驱动，也可持续地维持振荡。此时，感应线圈51的电阻分量RO为最小值。以因电路元件或图案等而产生的表层电阻(skinresistance)等为中心而成为约0.3 Ω左右的电阻值。在以感应-电容-电阻串联谐振电路持续振荡时，在接近等离子体炬50而配置的未图示的点火电极产生高电压，从而在等离子体炬50内部产生带电粒子。如果将氩等等离子体气体保持在适当条件，则通过由感应线圈51产生的电磁场而使带电粒子加速，进而引起电离。最终，带电粒子的密度增大而向等离子体状态转移，在等离子体炬50形成等离子体。如果以此方式完成等离子体的点火,则因等离子体的加热而失去的能量,等价地表现为感应线圈的电阻分RO的增大。在等离子体点火之前，也可基于等离子体点火后的高频电流IO的预测值来设定直流电电源90的直流电电压，也可为高速地进行点火而将高的高频电流IO设定为基准。在直流电电源90的输出电流增大并确认出等离子体的点火之后，直流电电源90的控制切换为使直流电电压与输出电流的积为固定的模式。感应线圈51的电阻分量RO根据等离子体的状态变化而慢慢地 变化，对应于此，直流电电源90的直流电电压以使向等离子体的供应电力始终为固定的方式控制为适当值。在向等离子体的供应电力发生变化的情形时，如果将直流电电源90的控制参数变更为所需的电力值，则可自动地控制直流电电压，而将向等离子体的供应电力变更为目标的电力值。为使等离子体停止，而使感应-电容-电阻串联谐振电路停止振荡。如果将直流电电源90的直流电电压设定为零或足够低的值，则流过感应线圈51的高频电流与其成比例地减少，不会在驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管11、驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管12的门极-源极间产生足以将金属氧化物半导体场效应晶体管切换为接通状态的反馈电压，从而感应-电容-电阻串联谐振电路停止振荡。由此，不再利用感应线圈51供给能量，等离子体快速停止。其次，图5中表不使用基于图3的构成的π型定电流转换电路的情形时的闻频电源的实施例。对与图1及图3对应的零件使用相同的数字。π型定电流转换电路27包含两个电感器43、电感器45与电容器44。当然，也可替代电感器与电容器。感应-电容-电阻串联谐振电路30包含感应线圈51与一个电容器37。该实施例中，不需要直流电偏压电路。此外，也可以其他配置例表示反馈用变压器的一次线圈17。
如图1或图5般，即便为表观上不同的电路，如下构成也为共用，即，将构成在某谐振频率ω下电抗值的和为零且谐振条件成立的第2回路的感应-电容-电阻串联谐振电路30，使用在所述谐振频率ω下成为T型定电流转换电路20或者π型定电流转换电路27的定电流转换电路连接于半桥驱动电路10。所有电抗元件也可通过等价转换而进行耦合或分割等转换操作。此外，即便将定电流转换电路的输入端子连接于以逆相位进行动作的两个半桥驱动电路，而代替连接于I个半桥驱动电路来构成全桥电路，动作原理也相同。根据以上结果，在上述高频电源的实施例中，通过定电流转换电路，无须控制电路的参与便可自动地避免如下情况，即相对于等离子体突然消失的情形等时产生的感应线圈的电阻值急剧变化或电感值急剧变化，而半桥驱动电路产生过电流。此外，通过与反馈用变压器的二次线圈并联地配置有电容器的反馈电路，不会在半桥驱动电路的金属氧化物半导体场效应晶体管的门极电压产生过电压，而可维持稳定的振荡。
由此，不使用需要高速响应的控制电路，因此可价格低、简单且安全地构成高频电源。当明白上述实施例只不过为本发明的一例，在本发明的主旨的范围内加以适当变更或修正而得者也包含在本发明中。符号的说明10:半桥驱动电路11、12:驱动用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)13、14:电容器15、16:反馈用变压器的二次线圈17、18:反馈用变压器的一次线圈20:Τ型定电流转换电路21、22、23:电抗元件24、25、26:电抗元件27: π型定电流转换电路30:感应-电容-电阻(LCR)串联谐振电路31:感应线圈的电感分量32:感应线圈的电阻分量33:电容元件35、36、37:电容器41、43、45:电感器42、44:电容器50:等离子体炬51:感应线圈52:扼流线圈61,62:启动用金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)63、64:电容器65、66:启动用变压器的二次线圈
67,68:启动用变压器的一次线圈70:启动用门极驱动器电路71,72:金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)驱动器80:旁路电容器90:直流电(DC)电源
权利要求
1.一种高频电源，包括直流电压源、一个以上的半桥驱动电路、定电流转换电路、及串联谐振电路，其特征在于: 所述直流电压源控制所述半桥驱动电路的电压， 所述半桥驱动电路具有至少一对半导体开关元件，在各个所述半导体开关元件的控制端子连接有变压器的二次绕组，以交替地切换接通状态与断开状态， 所述串联谐振电路串联连接有感应线圈、至少一个电容器及所述变压器的一次绕组，在规定的谐振频率ω下电抗的总和为零， 所述定电流转换电路在所述谐振频率ω下为T型定电流转换电路或π型定电流转换电路。
2.根据权利要求1所述的高频电源，其特征在于:所述T型定电流转换电路在所述谐振频率ω下，形成在输入端子侧的包含中央的电抗元件的回路的电抗总和为零，且形成在输出端子侧的包含所述中央的电抗元件的回路的电抗总和为零。
3.根据权利要求1所述的高频电源，其特征在于:所述η型定电流转换电路在所述谐振频率ω下，形成在输入端子侧的包含中央的电抗元件的回路的电抗总和为零，且形成在输出端子侧的包含所述中央的电抗元件的回路的电抗总和为零。
4.根据权利要求1所述的高频电源，其特征在于:在所述半导体开关元件的所述控制端子，与所述变压器的所述二次绕组并联地连接有电容器。
5.根据权利要求1所述的高频电源，其特征在于:所述半导体开关元件为金属氧化物半导体场效应晶体管。
6.根据权利要求 1所述的高频电源，其特征在于:所述直流电压源具有将电流与电压的积控制为固定的机构。
7.一种高频电源，包括直流电压源、半桥驱动电路，其特征在于: 所述直流电压源控制所述半桥驱动电路的电压， 所述半桥驱动电路具有至少一对半导体开关元件，在各个所述半导体开关元件的控制端子连接有变压器的二次绕组，以交替地切换接通状态与断开状态， 在所述半桥驱动电路的输出端子形成有包含多个电抗元件的第I回路， 所述多个电抗元件的一部分、感应线圈、至少一个电容器、及所述变压器的一次绕组串联连接而形成第2回路， 在规定的谐振频率ω下所述第2回路的电抗的总和为零，且在所述谐振频率ω下所述第I回路的电抗的总和为零。
8.根据权利要求7所述的高频电源，其特征在于:在所述半导体开关元件的所述控制端子连接有电容器，所述电容器是与所述变压器的二次绕组并联。
9.根据权利要求7所述的高频电源，其特征在于:所述半导体开关元件为金属氧化物半导体场效应晶体管。
10.根据权利要求7所述的高频电源，其特征在于:所述直流电压源具有将电流与电压的积控制为固定的机构。
全文摘要
本发明提供一种高频电源装置，用以向阻抗大幅变化的负载供应高频电力，不在驱动电路中产生过电流或过电压，而可始终维持稳定的高频电流。将定电流转换电路连接在感应-电容-电阻(LCR)串联谐振电路与半桥驱动电路之间，利用半桥驱动电路的电压来控制感应-电容-电阻串联谐振电路的高频电流，以便相对于负载的阻抗变动进行定电流动作。通过定电流转换电路的作用，在插入在感应-电容-电阻(LCR)串联谐振电路中的变压器使用并联电容器来对半桥驱动电路的金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)的门极进行驱动，将感应-电容-电阻串联谐振电路的高频电流与半桥驱动电路的输出的相位保持于固定。
文档编号H05H1/36GK103222344SQ20108007026
公开日2013年7月24日 申请日期2010年9月22日 优先权日2010年9月22日
发明者河藤荣三 申请人:株式会社岛津制作所