专利名称：荧光灯电子镇流器的制作方法
技术领域：
本实用新型涉及一种荧光灯电子镇流器，更具体地说，涉及一种含有电源电流谐波补偿电路从而大大减小电源电流谐波的荧光灯电子镇流器。
目前，我国关于荧光灯电子镇流器的性能标准GB/T15144-94开始在全国实行，经济可靠地减小电源电流谐波是摆在各有关厂家面前的一个重要课题。国外也已有多种型号的专用集成电路面市。如美国摩托罗拉公司的MC34261(《中国照明电器)》1997第一期，P43-45)、韩国三星公司的KA7524等，由于这些电路的控制脉冲宽度从而控制直流电压输出Vo的控制电压直接取样于输出电压Vo，电路上作于闭环稳压输出状态，即当输入电压变动时，输出电压Vo基本保持不变，Vo在输入工频电压为220VAC时一般设计为400V。这种稳压输出一般被认为是好的特性，而在电子镇流器中，稳压输出带来的好处远弱于它带来的问题，问题有两个，其一，因为稳压输出，当输入电压较低时，该谐波补偿电路要做很大的能量转换，要转换的功率越大，自身损耗就越大，所以使得镇流器效率降低，温度升高，另外，因为设计要兼顾高压和低压的要求，所以贮能电感、主电子开关等要有较大的容量，使得成本增加。其二，该种方式的稳压输出是建立在电阻取样和稳定的电压基准源的基础上的，所以元件参数灵敏度很高，一但电阻和基准源有些变值，输出电压就有很大的变化，使得整机可靠性降低。
本实用新型的目的就是提供一种能自动适应输入电压变化、低成本、高效率地补偿电源电流谐波的荧光灯电子镇流器，也就是在输入电压变化时，既能保证电源电流谐波补偿的效果，又使得自身损耗没有变化或只有很小的变化。并且实现谐波补偿的元件参数对输出电压的灵敏度都很低。
为实现上述目的，本实用新型革除了从输出电压到脉冲宽度控制电路的反馈环，将稳压输出换成浮动输出，即在输入电压变化时，调整脉冲宽度，使得输出直流电压随输入电压峰值的变化而变化，并始终保持高出峰值的那部分基本不变。因为主电子开关Q21在输入电压达到峰值前后短时间里的截止时间，即最大休止时间，唯一地反映了输出直流电压Vo高出输入电压峰值Vip的程度，即最大休止时间越长，Vo-ViP的值就越小，反之亦然。上术结论成立的唯一要求就是在一个工频周期内Q21的导通时间基本保持不变，并且贮能电感L1内磁通复位作为下一周期开始的起始点，而这正是反激式脉冲频率调制电流谐波补偿电路正常工作时的情况。因此，由主电子开关Q21的最大截止时间即最大休止时间得出当前Vo-ViP的情况，并与预先设定的时间相比较，其误差转换成脉冲定时控制电压的增减，从而实现最大休止时间基本保持不变，进而使Vo-ViP的值基本保持不变。
具体地说，本实用新型是这样实现的，在荧光灯电子镇流器整流电路1和逆变电路3之间接有用于电源电流谐波补偿的反激式脉冲频率调制谐波补偿电路，该谐波补偿电路中用于控制脉冲宽度从而控制输出直流电压Vo的控制电压输入端E上接有从最大休止时间到直流电压的转换电路24。所谓最大休止时间到直流电压的转换电路指的是，该电路可以将主电子开关Q21的截止期在一个工额周期的最大值超过设定时间Tm的程度转换成直流电压的增减量，该最大休止时间到直流电压的转换电路的输入端接在振荡和驱动电路22输出到主电子开关Q21栅极的联接点G上。从最大休止时间到直流电压的转换电路24可以用三极管Q241和分别联接到其三个电极上的电阻、电容和二极管实现，其中R241、C241、D241联接在基极上，R243、C242联接在发射极上，R245、C243联接在集电极上，D241的阳极作为该电路的输入接到从振荡和驱动电路22的输出到主电子开关Q21的栅极的联接点G上。Q241的集电极作为该电路的输出接到振荡和驱动电路22的控制电压输入端E上。
原则上讲，主电子开关Q21的截止信号可以从贮能电感L1、Q21的漏极等多处取得，但因为Q21的栅极驱动信号幅度合适，取得容易，所以最方便获取的是Q21栅极信号。这个信号的低电平即脉冲休止期正对应主电子开关的截止期，所以电路24称为从最大休止时间到直流电压的转换电路。
本实用新型的工作过程是这样的，电源电流谐波补偿电路2的直流输出Vo要高于整流滤波电路1输出的脉动电压的最大值Vip即工频交流输入的峰值，才能在整个工频周期内稳定工作，这是因为贮能电感L1需要一个反向电压出现，其内部的磁通才能复位。Vo-Vip的数值在5V-100V甚至更高，电路2都能正常工作，但是这个数值太低时，会使L1磁通复位时间变长，太长周期使得滤波困难，并且还有一个工频周期的限制。这个数值太高时电路虽然可以上作，但高的电压输出，一方面对元件提出了更高的耐压要求，另一方面使得电路2本身的转换功率增加，效率降低。所以这个数值一般20-50V之间比较合适，对于220V交流输入时，可以将此值设定为35V，实际工作时，当Vo-ViP小于该值时，L1的磁通复位时间变长，由于触发及置位限制电路23的限制，在L1磁通复位之前Q21不会再次开通，所以Q21的截止时间变长，也即Q21栅极驱动信号休止期变长，超过设定时间Tm的部分转变成一个直流电压增量，即加到E点直流电压增加了。因为反激式频率调制谐波补偿电路的高频周期在一个工频周期内是不断变化的，这个高频周期的最大值对应在工频电压的峰值附近，所以，Vo-Vip的值小于设定置时，最大休止时间就会超过设定的Tm值，加到E点的直流控制电压就会有一个正的增量产生，从而使下一工频周期内主电子开关Q21导通期加长，L1上的贮能增加，进而使Vo增加。Vo-Vip超过设定值时，L1内的磁通复位加快，休止期缩短，当在工频周期内峰值附近休止期最大的那个高频周期的休止期比设定的Tm值还小，则电路24输出的直流电压就产生一个负的电压增量，使下一个工频周期内主电子开关Q21的导通时间减小，L1的贮能减小，Vo-Vip减小，并向设定值靠近，所以，由外因包括由交流电压变化而产生Vo-Vip的变动，都会通过上述自动调节，使得Vo-Vip趋向设定值。
上述最大休止时间到电压的转换电路可以由三极管Q241以及联接在其三个电极上的电阻，电容和二极管构成，其中R241、C241和D241联接在基极上，R243、C242联接到发射板上，C243、R245联接到集电极上。该电路的工作过程是这样的，在工频周期的峰值过后，发射极上拉电阻R242和分压电阻R243给发射极电容C242充上一定的电压，因为此时工作周期较小，G点输入高电平期间二极管D241将电容C241充到高电平，由于G点低电平时间较短，C242虽然通过R242放电，但不能将C242上的电压降到发射极电压以下，所以三极管Q241并不导通，发射极的电位慢慢向其稳定值Va*R243/(R243+R242)靠近。随着时间向上频周期的峰值点靠近，高频周期的休止期越来越长，C241上的电压即基极电位每个高频周期下降的越来越大，一旦基极电位低到比发射极电位还低0.7V时，Q241导通，C242上的电荷部分转移到集电极电容C243上，使C243上的电压产生一个正的增量，从而使加到E点的控制电压升高，Q21导通时间增加，L1贮能增加，Vo升高，Vo-Vip趋于设定值。
由于本实用新型实现了当输入工频电压在较大范围变化时，直流输出与输入工频电压峰值的差Vo-Vip基本保持不变，使得该谐波补偿电路的转换功率和效率基本保持不变，与现有的稳压输出相比，对C21、L1、Q21等大功率元件的要求降低，在更大的输入电压范围内稳定可靠工作。另外现有稳压输出型均是采用的电压反馈式，当取样电阻和基准源的数值出现漂移时，输出电压也会出现相同比例的变化，百分之十五的漂移将会使输出直流电压上升到450V以上，这可能已超过C21、Q21等元件的额定电压了，并且输出直流电压的升高，会使后级功耗和灯管承受的功率大大升高，整个镇流器的可靠性大大降低，而本实用新型中灵敏度最高的元件基极定时电阻和电容发生百分之十五的变值，输出直流电压Vo的变化仅在6V以内，对电路的影响微乎其微，所以生产中对元件参数的精度要求会大大降低，便于生产调试和降低成本。并且补偿效果很好，输入电压在100V～260VAC范围内，电源电流谐波总含量均能保持在15％以下，此时的功率因数在0.98以上。
图1是实施本实用新型的电路图，其中整流滤波电路1为一标准电路，需要注意的是，由于电感L0的存在，C1的值不能大小，太小时，在Q21导通时C1上的电压就不能基本保持不变，并使电源电流中高频干扰增加，对于40W的镇流器C1应大于0.2μF。其中逆变电路3为电子镇流器中最常用的电流反馈式磁饱和半桥逆变电路，当然，也可以采用其它合适的逆变电路，这对谐皆波补偿电路并无影响。
其中反激式电流谐波补偿电路2中的L1-1、C21、D21和主电子开关Q21的拓朴结构也是标准形式，而其定时控制电路并非标准形式，而是由低压供电电源21、振荡和驱动电路22、触发及置位限制电路23、从最大休止时间到直流电压的转换电路24构成。其中E点为振荡和驱动电路22的脉冲宽度控制电压输入端，G点为振荡和驱动电路23的脉冲输出端，同时也是从最大休止时间到直流电压转换电路24的输入端。
低压供电电源21由D211、D212、C211、C212、R211和主电感L2的次级绕组L2-2构成，为一简单的单端整流、稳压管并联稳压、电容滤波的电路，电源能量取自主电感，所以当逆变电路3不工作时，补偿电路2由于没有供电也不上作，这个联动对整机的完全可靠工作有利。稳压管D212的值可以是6-20V，一般选12-15V。
图1中振荡和驱动电路22由双比较器U1、三级管Q221、Q222、Q223、二极管D221及相应的阻容元件构成，它的原理近似于数字逻辑中的由三个非门及延时阻容构成的环形振荡器，这里选用比较器是因为由比较器构成非门其转换门限可以控制，从而控制振荡输出的脉冲宽度和休止时间，其中U1可选最常用的双电压比较器LM393，或1/2个LM339，二极管Q222和Q223可选用Icm大于100mA的NPN和PNP型三极管，如常见的CS9013,CS9012。Q221可选用普通NPN型开关管。
图1中触发与置位限制电路23由二极管D231、D232、D233、R231、C231及贮能电感L1的次级L1-2构成，其中L1-2取得贮能电感L1中磁通是否复位的信号，该信号经R231和D232、D233整形后，形成±0.7V的脉冲信号，该信号在L1中磁通没有复位时，通过D231限制振荡和驱动电路22置位，在L1中磁通复位时通过C231触发振荡电路并使其置位。需要说明的是L1的初次级绕向非常重要，“*”为同铭端。
图1中从最大休止时间到直流电压的转换电路24由三极管Q241及分别联接在其三个电极上的电阻、电容和二极管构成，其中基极电阻R241、电容C241对应于最大休止时间的设定值Tm。C242对应于单次向上调整的增量值，集电极电容C243作用为贮能，它使得电路24的输出直流电压在一个工频周期内基本不变，集电极电阻R245的作用是在每个工频周期内使上述电压有一个规定的负增量，这个电阻一般取1-10兆欧，若振荡电路的脉宽控制电压输入端对外等效电阻在这个范围内，R245可以不接。R242和R243的分压为三极管Q241的导通点设置了一个标准电位。这个电位也是由基极电阻电容设置Tm时的计算基准。R242和R241还有一个作用，就是为电路24的输出提供一个初始启动值，如该初始启动值为0，则整个电路不能起振。因为R242的取值一般是R241的十倍左右，所以这个值还是合适的。
图2是振荡和驱动电路22、触发及置位限制电路23的又一个实施例，振荡和驱动电路采用了最常用的定时电路NE555。(IC1)，若将电阻R226接在电源正极C点上，则是一标准的单稳态触发器，负平触发，将R226改接到3端(即G点)后该电路为非稳态多谐振荡器，R226和C226的乘积较小，R227和C227及5端电位决定了输出脉冲宽度。所以，IC1的2端即触发输入端作为触发和置位限制信号的输入端D，联接到电路23的输出端上。5端可以作为脉冲宽度控制输入端，但由于5端的输入阻抗较小，需要较大的控制电流，所以另加了由三级管Q226、Q227和电容C228构成的缓冲电路，Q227的基极作为脉冲宽度控制输入端E联接到从最大休止时间到直流电压的转换电路24的输出端上。
图2中触发与置位限制电路23由贮能电感L1的次级L1-2，限流电阻R236，钳位二极管D236、D238，置位限制二极管D237，触发电容C236构成，因为NE555为负脉冲置位，所以D237方向与图1中D231不同。C236的取值应在数十PF。
图3所示的为从最大休止时间到直流电压的转换电路24的又一实施例，该电路与图1中所示的有两点不同，一是C242上的电荷也从G点上提供，二是C243的初值由R244，R245的分压提供，需要注意的是由于Q241发射极电位高，所以R241要取较大的值才能达到图1中相应的最大休止时间设定值。
图4所示的为从最大休止时间到直流电压的转换电路的又一实施例，与图3不同的是G点的高电平经R242,R243分压后给Q241的发射极提供一个合适的基准电压，应当注意，由于每一个高频脉冲都给C242充电，所以图3、图4中C242的取值要大大小于图1中的C242，前者应在1nF左右，后者要在10n以上。
图5所示的是从最大休止时间到直流电压的转换电路的又一实施例，图中比较器可以用常用的LM393的一半，也可以与图1电路中的U1a和U1b共用一片LM339，余下的一个比较器可以用在预热定时或异常状态保护。电路的上作原理是这样的，若输入脉宽超过由R241、C241和R247、R248设定的Tm时比较器便输出一个脉冲，R243给C242充电的同时也给C243充了一定量的电荷，R246给C242提供放电通道，R244与R246的分压给输出电压提供启动初始值。R243、R246、R244、R245取值约为4.7K、47K、470K、4.7M，C243约1nF,C242约取1μ。
实现本实用新型的最好方式为图1所示的电路，该电路简洁、可靠、成本低。对于图2所示的电路，由于NE555有较大的电流驱动能力，不需外加输出驱动，但它的输入电流也较大。图3所示的电路的优点是在工频周期峰值附近多个高频周期都可参与调整，缺点是增加了振荡驱动电路的输出电容负载，图4所示电路的不足是多用了两个元件。图5所示的电路可以充分利用一片集成电路内多个单元，并具有峰值附近的多个周期参与调节以及提供合适的启动初值等功能，不足之处是不够简洁。
权利要求1.一种在整流滤波电路1和逆变电路3之间接有反激式脉冲频率调制电源电流谐波补偿电路2的荧光灯电子镇流器，其特征是，所述反激式频率调制电源电流谐波补偿电路2中用于控制脉冲宽度，从而控制电路2输出直流电压Vo的控制电压输入端E上接有从最大休止时间到直流电压的转换电路24。2、根据权利要求1所述的荧光灯电子镇流器，其特征在于所述从最大休止时间到直流电压的转换电路24的输入端接在振荡和驱动电路22的输出到主电子开关Q21的栅极的节点G上。
3.根据权利要求1,2所述的荧光灯电子镇流器，其特征在于所述从最大休止时间到直流电压的转换电路24由三极管[Q241]和分别联接在其三个电极上的电阻、电容和二极管构成，其中[R241]、[D241]、[C241]联接到基极上，[R243]、[C242]联接在发射极上，[R245]、[C243]联接到集电极上，[D241]的阳极作用为该电路的输入联接到G点上，集电极作为输出联接到E点上。
专利摘要本实用新型涉及一种带电源电流谐波补偿的荧光灯电子镇流器,用于解决当前电源电流谐波补偿电路中当输入电压变化时自身功耗变化很大和元件参数对输出电压的灵敏度很高的问题。方法是在反激式脉冲频率调制谐波补偿电路中用于控制脉冲宽度从而控制输出直流电压的控制电压输入端E上接有从最大休止时间到直流电压的转换电路。由于电路能自动适应输入电压的变化,所以在很宽的电压范围内保持优异的补偿性能,并且效率高,成本低。
文档编号H05B41/24GK2330141SQ9820984
公开日1999年7月21日 申请日期1998年1月31日 优先权日1998年1月31日
发明者陈洪成 申请人:陈洪成