专利名称：具有单级反馈逆变器的可调光电子镇流器的制作方法
本申请一般涉及电子镇流器，并具体涉及具有单级反馈功率因数控制器逆变器的可调光电子镇流器，该逆变器提供高输入功率因数和好的负载电流波峰因数，用于可变的负载调光。
一般地，常规电子镇流器包括在足够高的频率工作的高频逆变器，以致可以使元件尺寸最小化并改善灯性能。总之，设计为利用商业与住宅AC电源操作的电子镇流器一般包括全波整流器、给逆变器提供能量的DC能量存储电容器和用于将该逆变器耦合到负载(例如，荧光灯)的谐振电路。这些常规的电子镇流电路也包括用于几种功能的预调节器电路。例如，该预调节器电路通过提升整流器输出的整流的峰值AC电压并提供基本上恒定的DC电压源(通过DC存储电容器)给该逆变器进行操作。
电子镇流器领域中一个持续目标是希望设计更小、更有效和更便宜的电子镇流器，并同时提供所要求的最小谐波失真。近来，实现此目标的一种方式是允许从电子镇流器中除去预调节器电路的单级反馈逆变器电路的实施。在这些电路中，从高频谐振电路中提供至整流器与隔离二极管之间的节点的反馈连接，其中电流通过该二极管流向能量存储电容器。
例如，授予Hernandez等人的题为“电力线控制的频率调制的高频逆变器”的美国专利号5，404，082公开了用于与荧光灯一起使用的利用单级反馈逆变器拓扑结构的一种低费用电子镇流器。该电子镇流器包括连到与整流器隔离的存储电容器的高频逆变器。给灯提供电流的谐振电路从该逆变器耦合到存储电容器与整流器的输出端之间的节点。谐振电路中的反馈电容器可选择地从整流器中接收电源并以高频速率传送电源给存储电容器。该逆变器频率在与整流的电压相反的方向上在低频率输入的每半个周期期间进行变化，以使此灯波峰因数最小化。
一般地，希望以可变的负载功率操作具有单级反馈逆变器拓扑结构的电子镇流器，同时保持所必需的灯波峰因数。然而，由于Hernandez镇流器的开环操作(即，没有灯负载的功耗的反馈控制)，在100％-10％的负载变化期间不可能保持低的灯波峰因数。因此，需要利用闭环控制在具有单级反馈逆变器拓扑结构的电子镇流器中提供可变的负载调光，以便在可变调光期间保持足够的灯波峰因数。
本发明涉及具有单级反馈功率因数控制器逆变器的高频可调光电子镇流器，调整以低的调光电平传送给负载的功率，以便对于100％-10％的负载变化保持足够的灯波峰因数。通过在闭环结构中操作镇流器获得可变负载(调光)的足够的负载电流波峰因数，从而测量并调整负载电流和／或功率的平均值。
在本发明的一个方面中，电子镇流器包括单级反馈逆变器，用于响应驱动信号给负载提供高频功率；电流检测装置，用于检测由于所提供的负载功率而在该负载中流动的电流；调光装置，用于生成对应于所需的负载功率电平的照明信号；和控制器，操作地连到该单级反馈逆变器和调光装置，用于生成驱动信号以使该逆变器给负载提供所需的功率电平，从而该控制器处理读出的负载电流以便在所需的负载功率电平上保持足够的灯波峰因数。
本发明的这些与其他方面、特点和优点从下文结合附图阅读的优选实施例的具体描述中将变得显而易见。
在附图中，
图1是根据本发明一个实施例的电子镇流器的方框图；图2是根据本发明一个实施例的图1所示的电子镇流器的具体电路图；和图3a、3b与3c是表示在不同的调光电平上获得的灯波峰因数的图2所示的电路的测试结果图。
现在参见图1，一个方框图表示根据本发明的电子镇流器的基本组成部分。该电子镇流器的单级反馈逆变器拓扑结构包括交流电源10(例如，120伏特的标准AC线电压和60hz的频率)提供用于操作该镇流器的输入功率。电磁干扰(EMI)滤波器12滤除由该镇流器生成的高频信号和rf(射频)噪声(例如，谐波)，从而阻止这样的噪声传导给AC输入电源。AC整流电路14对输入AC电源进行整流以提供整流的DC电源。整流的DC电源通过DC耦合器16与DC能量存储装置18(例如，电解电容器)耦合。DC能量存储装置18保持比整流器14输出的整流AC电压的峰值相对高的DC电压。
逆变器20将存储在DC存储装置18中的DC电压转换为具有可在约20Khz与75Kkhz之间变化的频率的高频电压。安排操作地连接到逆变器20的谐振电路22，在镇流器的稳态操作期间以稍低于高频电压的正常范围的一个频率进行谐振。负载24(例如，荧光灯)操作地连接到谐振电路22。反馈环路将谐振电路22连接到DC耦合电路16中的反馈节点。在逆变器20的每个高频周期的一部分期间，电流从整流器14流出。另外，在该高频周期的另一部分期间，充电电流流向DC存储装置18。在输入AC电压的整个周期期间，存储在DC存储装置18中的DC能量大于来自整流器14的整流AC电压的峰值电压。上述单级反馈逆变器的操作在本领域中是公知的。例如，在授予Hernandez等人的题为“电力线控制的频率调制的高频逆变器”的美国专利号5404082和授予Mattas等人的题为“具有频率调制的灯频率的灯镇流器”的美国专利号5410221中可找到其操作的具体讨论，这些公开文本结合在此作为参考。
根据本发明，用于在可变的负载调光期间调整负载消耗的功率的闭环控制电路包括用于检测负载的峰值输出电压的峰值电压检测器23。负载电流读出器30读出流过该负载的电流。操作地连接到峰值电压检测器28与负载电流读出器30的驱动器／控制器32从峰值电压检测器28与负载电流读出器中接收信号来确定负载功率。驱动器／控制器32根据调光接口34所提供的调光电平信号调整负载功率。特别地，分别通过减少与增加矩形波电压波形的频率可增加与减少灯照明电平。为了调整在可变负载调光期间的负载功率以获得必需的灯波峰因数，驱动器／控制器32调整由逆变器生成的高频波形以便提供合适的负载电压。
操作地连接到驱动器／控制器电路32的谐振电流读出器26提供表示在谐振电路22中流动的电流量的信号，从而控制器32处理这样的信号并调整逆变器20的频率，以保证逆变器工作在电感模式中。驱动控制电路32实施为集成芯片，这公开在授予Wacyk等人的题为“逆变器驱动方案”的美国专利号5742134中，该专利公开文本结合在此作为参考。
现在将进一步具体讨论利用常规的单级反馈逆变器实施Wacyk专利中所公开的驱动控制器的本发明的电子镇流器。现参见图2，示出图1的电子镇流器的具体电路图。用于该镇流器的电源是连到输入端1与2的AC电源线路。输入端1与2通过包括线路扼流圈L1与L2和电容器C1、C2与C3的EMI滤波器连到由二极管D1至D4构成的常规全桥式整流器。该整流器的负端(节点N1)连接到电路地，该整流器的正端(节点N2)包含整流的AC电压Vrec。电压Vrec通过快速恢复二极管D5耦合到节点N3。节点N3是反馈节点，即反馈环路将谐振电路22连接到图1所示的DC耦合／HF整流电路16的节点。快速恢复二极管D6将节点N3的电压耦合到存储(缓存)电容器C5，并用于整流来自谐振电路的高频反馈信号。
晶体管M1与M2(这些为N沟道Mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管))形成具有逆变器输出节点N5的高频半桥式逆变器。转换器M1与M2分别具有一对控制极g1与g2。电阻R与电容器C17通过节点N6进行电连接并串联连接在节点N4与地之间。一对电容器C6与C7电连接在节点N6上并串联连接在节点N5与地之间。齐纳二极管D9分流电容器C7。电容器C6与C7用于在逆变器操作期间降低在节点N5上电压的上升与下降的速率，从而减少转换损耗和逆变器生成的EMI的电平。齐纳二极管D9在节点N6建立加到电容器C17上的脉动电压，以提供加到管脚VDD上所必需的工作电流。DC阻隔电容器C8和谐振电感器L3串联连接在节点N5与负载变压器T1的初级线圈之间。谐振电容器C9与负载变压器T1的初级线圈并联。
线圈T3(即，谐振电流读出器26)电磁耦合到谐振电感器L3，以读出流过该谐振电感器L3的至少一部分电流。如下文更详细解释的，读出该电流以保证转换器工作在零电压转换模式(电感模式)，使转换损耗最小化。
在该电路中，灯电流通过耦合(DC阻隔)电容器C8和利用扼流圈L3、谐振电容器C9与反馈电容器C4形成的串联谐振电路从逆变器输出节点N5中直接进行馈送。当二极管D5与D6不导通时，所有的灯电流流过反馈电容器C4。
负载电路包括多个串联连接的灯L1与L2。负载也包括用于在本领域技术人员公知的预热操作阶段期间给灯丝加热的电容器C10、C12与C13。电容器C11防止DC电源加到灯上，从而延长灯的寿命。与负载电流成比例的信号通过由集成电路IC 100(如下文进一步具体说明的)用于以可变的负载电平控制负载功率的变流器T2(即，负载电流读出器30)进行电磁耦合以保持足够的灯波峰因数。
包括多个管脚的IC 100驱动与控制逆变器的转换器M1与M2。IC 100的操作及其内部电路结构的具体讨论可在上面引用的授予Wacyk等人的美国专利号5742143(下文称为“Wacyk专利”)中找到，并将不在此进行重申。由于IC100涉及本发明，一些显著的特点和功能将在下文概括地进行描述。
管脚VDD连到节点N6并提供用于操作IC 100的偏置电压(大约12V)。连接在管脚RREF与地之间的电阻R10用于设置Alpha IC 100内的基准电流，该基准电流特别用于调整最小的逆变器频率。电阻R9与电容器C15串联连接在管脚CF与地之间，设置IC 100内的电流控制振荡器(CCO)的频率。连接在管脚CP之间的电容器C18用于预热周期和非振荡／备用模式二者的计时。GND管脚直接与地相连。管脚G1通过电阻R1与二极管D7的并联组合连到转换器M1的控制极g1。同样，管脚G2通过电阻R2与二极管D8的并联组合连到转换器M2的控制极g2。管脚S1与节点N5直接相连并接收转换器M1的源极的电压。管脚FVDD通过电容器21连到节点N5并表示IC100的浮动电压(电容器21给上述控制极转换驱动器M1提供能量)。
管脚RIND电耦合到节点N9，该节点N9串联连接在线圈T3与地之间的电阻R6与电容C18之间。管脚RIND上的输入电压是流过谐振电感器C3的电流电平的代表性测量。测量通过谐振电感器L3的电流以确定逆变器是处于电容操作模式中还是近电容操作模式(即，在流过谐振电感器L3的电流超前转换器M2两端的电压时)。在近电容操作模式中，流过谐振电感器L3的电流闭合但不超前转换器M1两端的电压。如在Waeyk专利中具体讨论的，操作地耦合到管脚RIND的IC100的内部电感器电流读出电路检测转换器M1或M2的正向导通或体二极管导通(从基底至漏极)是否发生。当逆变器处于电容操作模式或近电容操作模式时，该电感器电流读出电路使逆变器频率迅速上升，以保证该逆变器工作在电感模式内(即，在其非导通状态期间转换器M2两端的电压相位超前流过谐振电感器L3的电流)。IC 100也通过读出管脚RIND上的电压来调整流过谐振电感器L3的电流的幅度。
管脚LI2通过电阻R8连到电流读出变压器T2。管脚LI1通过电阻R7与地相连。在管脚LI1与LI2中流动的电流的差是流过负载(灯)的读出电流的测量。这个读出的电流由IC 100进行处理以保证在全负载操作和可变调光(如下所述)期间获得足够的灯波峰因数。
管脚VL连到由二极管D10与电容器C14的并联连接组成的网络，并检测加到灯上(通过变压器T1的次级线圈的一部分)的峰值负载电压。VL管脚特别用于调整灯功率和保护灯负载不受过电压情况的影响。输入到管脚VL中的电流与峰值灯电压(即，由于在节点N10上标定的电压而引起的流过电阻R5的电流)成比例。流入管脚VL的电流乘以内部电路和管脚LI1与LI2之间的差电流产生代表灯电流与用于调整负载功率的灯电压的乘积的整流的AC信号。对于深调光电平(15％或更低的负载电平)，最好利用峰值负载电压和负载电流测量来调整负载功率。然而，应明白对于较高的调光电平(大于15％)，通过处理所读出的负载电流可以有效地实现负载功率调整。
整流的AC电流通过电阻R12、电容器C20和串联的电阻R13与电容器C19的并联从管脚CRECT流到地，从而将AC电流变换为对应于负载的平均功率(负载电压乘以负载电流)的DC电压。
DIM管脚连到调光控制接口(未示出)。加到DIM管脚上的电压对应于由调光控制接口设置的照明电平(DIM管脚上的电压为DC电压)。灯L1与L2所需的照明电平利用DIM管脚上的电压进行设置。利用IC 100内的反馈电路迫使CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压。该反馈环路包括灯电压读出电路(即，上述的峰值检测电路和VL管脚以及操作地与管脚VL相关的IC 100的内部电路)和灯电流读出电路(即，变压器T2与LI2管脚以及操作地与管脚LI1和LI2相关的IC100的内部电路)。根据该反馈环路调整逆变器转换频率，从而使CRECT管脚电压与DIM管脚电压相等。CRECT电压在0．3-3．0伏之间变化，并且IC100将Dim管脚上的电压箝位到0．3-3．0伏。将认识到IDM管脚上提供的信号可以通过诸如其中AC输入线路电压的相位的一部分被截止的相位角调光的本领技术人员公知的不同方法来提供。这样的方法将输入线路电压的截止相位角转换为加到DIM管脚上的DC信号。
最初地，在灯点亮时，CRECT管脚上的电压为零。随着灯的电流增加，从CRECT管脚流出的电流(与灯电压和灯电流的乘积成比例)对电容器C20进行充电。逆变器的转换频率将降低或增加，直至CRECT管脚上的电压等于DIM管脚上的电压，总之，0．3伏的电压等于全负载输出的10％，而3伏的电压对应于全(100％)光输出。
有利地，通过利用常规的单级反馈逆变器拓扑结构实施上述IC控制器100，在可变负载条件下操作电子镇流器时能保持足够的灯波峰因数。参见图3a、3b与3c，图2电路的测试结果表示对于可变负载获得足够的灯波峰因数。例如，图3a表示对于100％(无调光)的负载电流获得不大于1．6的灯波峰因数。图3b表示利用50％的负载电流获得不大于1．8的灯波峰因数。图3c表示利用10％的负载电流获得不大于2．0的灯波峰因数。
虽然本文已经结合附图描述示意性的实施例，但应明白本发明的设备与方法并不限于这些确切的实施例，并且本领域技术人员可以进行各种其他的改变与修改而不背离本发明的范畴或精神。所有这样的改变与修改预定包括在所附的权利要求书所定义的本发明的范畴之内。
权利要求
1．一种电子镇流器，包括单级反馈逆变器电源电路(14，16，18，20，22)，用于响应驱动信号提供高频功率给负载(24)；电流检测装置(30，T2)，用于检测由于所提供的负载功率而在该负载中流动的电流并用于生成代表该负载电流的电流信号；调光装置(34)，用于生成对应于该负载所需的功率电平的照明信号；和控制器(32，100)，操作地连到该单级反馈逆变器、该调光装置与该电流读出装置，用于根据该电流信号和该照明信号生成驱动信号，以使该逆变器生成所需功率电平给该负载。
2．根据权利要求1的电子逆变器，其特征在于还包括电压检测装置(28)，用于检测所述负载的峰值电压，其中该控制器根据电流信号和检测的峰值电压的乘积成比例的功率信号以及照明信号生成驱动信号。
3．根据权利要求1的电子镇流器，其特征在于所述负载电流检测装置包括用于磁耦合负载电压的变压器(T2)，以及连到该变压器的电阻网络(R8，R11)，用于提供电流信号给该控制器。
4．根据权利要求1的电子镇流器，其特征在于还包括用于检测所述逆变器是否操作在电容模式与近电容模式之一中的装置(Pin RIND)，其中所述控制器提供合适的驱动信号以引起导致电感操作模式的逆变器的频率改变。
5．根据权利要求1的电子镇流器，其特征在于所述单级反馈逆变器电路包括输入装置(1，2)，连到AC电源；全波整流器(14，D1，D2，D3，D4)，用于整流输入AC电力；DC耦合电路(16，D5，D6，C4)，具有与其相关的反馈点(N3)；DC能量存储装置(18，C5)，通过该DC耦合电路操作地连到该全波整流器，用于存储整流的AC电源；半桥式逆变器电路(20，M1，M2)，连到该DC能量存储装置，利用控制器来的驱动信号确定的逆变频率提供高频功率；谐振电路(22，L3，C9)，操作地将该半桥式逆变器连到该负载，包括至少一个谐振电感器(L3)和一个反馈电容器(C9)；和反馈连接装置，操作地将该谐振电路连接到该DC耦合电路的反馈节点，用于提供高频功率给该能量存储装置。
6．根据权利要求5的电子镇流器，其特征在于该DC耦合电路包括连接在所述整流器与所述反馈节点之间的第一二极管(D5)；和连接在所述反馈节点与所述DC存储装置之间的第二二极管(D6)，其中所述谐振反馈电容器(C9)连接在所述反馈节点与该谐振电感器(L3)之间。
7．一种用于控制电子镇流器中的功率的方法，包括以下步骤利用单级反馈逆变器(14，16，18，20，22)提供高频功率给至少一个荧光灯(L2)；检测在该负载中流动的电流的至少一部分作为提供功率的结果；由控制器(32)处理所检测的负载电流；由该控制器根据所检测的负载电流信号生成驱动信号，用于调整利用该单级反馈逆变电路传送给该负载的高频功率，以获得足够的灯波峰因数。
8．根据权利要求7的方法，其特征在于还包括以下步骤提供照明电平信号给该控制器；响应该照明电平信号，由该控制器生成驱动信号来调整传送给该负载的功率。
9．根据权利要求7的方法，其特征在于还包括检测峰值负载电压并与检测的负载电流一起处理检测的峰值电压以确定负载功率的步骤。
全文摘要
一种高频可调光电子镇流器包括单级反馈逆变器和功率因数控制器,该控制器调整由该逆变器以低的调光电平传送给负载的功率,以便对于100%—10%的负载变化保持足够的灯波峰因数。通过在闭环结构中操作该镇流器获得可变负载(调光)的足够的负载电流波峰因数,从而测量与调整负载电流和/或功率的平均值。在本发明的一个方面中,电子镇流器包括:单级反馈逆变器,用于响应驱动信号给负载提供高频功率;电流读出装置,用于读出由于所提供的负载功率而在该负载中流动的电流:电压检测装置,用于检测由于所提供的负载功率而引起的所述负载的峰值电压:调光装置,用于生成对应于所需的负载功率电平的照明信号:和控制器,连到该单级反馈逆变器和调光装置,用于生成驱动信号以使该逆变器生成所需的功率电平给该负载,从而该控制器处理读出的负载电流和检测的峰值负载电压,以便在所需的负载功率电平上保持足够的灯波峰因数。
文档编号H05B41/298GK1291415SQ99803198
公开日2001年4月11日 申请日期1999年12月17日 优先权日1998年12月29日
发明者J·扬察克 申请人:皇家菲利浦电子有限公司