高，节 约了能源。
【附图说明】
[0022] 图1为本发明实施例的输入串联输出并联两模块化打皆振DC-DC变换器的电路结构 示意图；
[0023] 图2为化C电路的输入阻抗特性曲线；
[0024] 图3为本发明实例频率下限计算图；
[0025] 图4为本发明的控制方法框图。
【具体实施方式】
[0026] 下面将结合附图和实施例对本发明加 W详细说明。
[0027] 实施例
[002引 W-种应用在蓄电池充电机中的变换器为实施例，其输入电压为520V至600V直 流，输出电压50V，功率1.25kW。采用输入串联输出并联两模块化C谐振DC-DC变换器电路，基 于如图1所示电路实现，其组成模块为全桥化C电路。图中Vin为总输入电压，V。为总输出电 压，Qi~化为两个模块原边的开关管，可采用400V耐压的MOS阳T开关管。Dri~Dr4为副边整流 二极管。Ci为各模块的输入电容，Cf为总输出电容，R。为总负载。Lr，Cr，Lm分别为各个模块的 谐振电感，谐振电容和激磁电感。Tr为变压器，Ni，化为变压器变比。根据传统LLC设计方法， 谐振元件参数分别为k = 85地，Cr = 20nF，Lm= 50化H，变压器变比为化:化=25:4。尽管两模 块设计相同，但允许实际参数有一定偏差。
[0029]根据化打皆振变换器的输入阻抗Zi(j CO )计算公式(1)
(1)
[0031]对于相同的谐振参数，不同的等效负载Re = 8(Ni/N2)2R〇A2,输入阻抗的波特 (Bode)图如图2所示，其中
巧
[0033]由图可知，幅值曲线只存在一个最小值，即在高于此最小值所对应的开关频率工 作时，频率越高，输入阻抗越大，如果满足此单调性即可将其应用于ISOP结构中。另一方面， 输入阻抗的相位曲线也只存在一个过零点，在过零点右边，相位始终为正，表示谐振电流滞 后于谐振电压，可W实现零电压开关(ZVS)。经过推倒，为了同时保证满足W上两点，开关频 率下限可由公式(3)得出
(3)
[0035] 其中Rn为额定（最大）负载对应的等效电阻，当变换器负载范围确定后，根据谐振 参数即可确定开关频率下限fsmin.Rn与fsmin的关系如图3所示。在此实施例中，额定总负载电 阻为2Q，单个模块负载为4Q。带入谐振参数计算得fsmin = 80kHz。如果同时为了保证副边 二极管实现ZCS，可W限制开关频率上限fsmax为谐振频率fo= 120曲Z .
[0036] 本发明的控制方法框图如图4所示，该方法只需采样总输出电压和每个模块的输 出电流即可实现各化对莫块间的电流均分和功率均分。在此实施例中，只有两个模块组成的 ISOP LLC电路，因此n = 2。控制器采用数字控制器DSP完成。外环为输出电压环，经过电压环 调节器和输出电流限幅，作为内环的公共电流给定。由于模块数为2,则每个模块内环的电 流反馈值简化为另外一个模块输出电流的采样值。再经过电流环调节器和频率(周期)限幅 80曲Z~120曲Z，其输出作为每个模块的开关周期值。再经过调制，得到方波PFM信号驱动各 自模块对应的开关管，全桥对管（如化Q4)采用相同的驱动信号，另一边(如化化）则为互补的 信号。稳定工作时，各个模块的频率会由于实际电路参数的偏差有所区别，并且动态调节， W保证每个模块的输入阻抗和输出电流相同，从而实现功率均分的功能。
[0037] W上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明， 所应理解的是，W上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围， 凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的 保护范围之内。
【主权项】
1. 一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，其特征在于，该方法基于由多个LLC谐 振DC-DC变换器组成的输入串联输出并联电路结构，包括如下设计和控制步骤： 步骤一、确定整个变换器的输入电压νιη和输出电压Vrrf要求，根据所选用的开关管耐 压，确定所需模块数η(η>1); 步骤二、根据输入输出电压范围要求和负载范围，设计LLC电路的谐振元件和变压器参 数，每个模块设计参数相同； 步骤三、采样总输出电压V。，计算输出电压给定值Vrrf与电压反馈值V。的差值，作为电压 环调节器的输入，调节器的输出经过限幅作为各个模块的公共电流给定值iref; 步骤四、采样各模块的输出电流^1 = 1，2···!!)，每个模块电流环的反馈值是所有其它 模块输出电流之和的1/n-l倍;计算公共电流给定值irrf与各模块电流环反馈值之差，经过 电流环调节器，输出作为各模块的开关周期值； 步骤五、根据步骤二设计的LLC电路参数计算其输入阻抗为单调的频率范围，对步骤四 所得的周期(频率)值进行限幅，下限即为此LLC电路在最大负载下，输入阻抗幅值转折点对 应的频率，上限可根据变换器输出电压增益确定，如果为了实现副边二极管的零电流开关 (ZCS)，可将上限限制在谐振频率； 步骤六、将每个模块限幅后的周期值转换成互补的两组方波PFM信号作为各模块的开 关管驱动，通过加入死区时间分配给相应开关管； 步骤七、变换器上电后，控制器开始工作，并生成各模块的PFM信号，按照步骤三至步骤 六调节开关频率，控制每个模块的输出电压和输出电流，实现模块间的输出电流均分和功 率均分。
【专利摘要】本发明涉及一种基于电流交叉反馈的开关频率调节方法，解决了输入串联输出并联(ISOP,Input-Series-Output-parallel)模块化LLC谐振DC-DC变换器功率均分控制问题，属于电力电子领域的高压直流输入应用方向。本发明通过采样输出电压和各模块输出电流，采用交叉电流反馈调节各模块的开关频率，并保证各模块开关频率处在LLC变换器输入阻抗随开关频率单调递增的区域内，使得在正常工作时，各模块的输入阻抗相同，从而实现功率均分。本方法控制简单，整个系统转换效率高，动态响应速度快，稳定性好，模块数量不受限制。
【IPC分类】H02M3/335
【公开号】CN105576981
【申请号】CN201610059875
【发明人】沙德尚, 陈建良, 张健坤, 许国, 游富淋
【申请人】北京理工大学
【公开日】2016年5月11日
【申请日】2016年1月28日