器。当然，可以使用其他滤波器长度-例如5或7位。然而，本申请人已经设计了 MFB的改 进的实施方式，其利用了申请人的这一认识:对于每个单个位，存在对该位的多个观察，观 察的次数对应于滤波器长度。每个滤波器的位的数量取为K，所述组中滤波器的数量为2 k。 不同于尽可能快地做出位决策，根据一组实施例，使用每个位的最近的K次位观察来做位 决策。理论上，每次观察应该是一致的。然而在实际实施中，噪声的影响意味着它们可能不 全是一致的。在仅使用单个观察做出位确定时，这可能导致位错误。然而，在使用多个观察 的情况下，可以使用最常见的确定。这有效地允许每个匹配的滤波器为给定位的指派"投 票"并且可以使用"多数"投票。这样的方案在存在噪声的情况下比MFB的标准实施方式更为 稳健。
[0027]这样的方案就其自身的权利而言具有新颖性和创造性，并因此从另一方面看，本 发明提供了一种对数字编码的无线电信号进行解码的方法，该方法包括：
[0028] a)接收所述无线电信号；
[0029] b)对于每个位周期：
[0030] i)对所述信号应用一组匹配的滤波器，其中所述滤波器具有K位的长度；以及
[0031] ii)确定并记录对于所述位周期和前面的K-1位周期所述匹配的滤波器中的哪一 个给出对所述信号的最佳匹配；以及
[0032] c)基于K个匹配的滤波器中的多数指示的位值确定输出位值，这里K是奇数，或者 基于K-1个滤波器中的多数指示的位值确定输出位值，这里K是偶数。
[0033] 本发明延伸至布置成完成前述方法的数字无线电接收器。
[0034] 根据本发明的这个方面，可以根据每个匹配的滤波器估计位值，由此针对每个位 周期产生K个位值估计。然后可以基于这样的估计的多数来确定输出位值。然而，当前优选 的是，根据覆盖相关位周期的K个记录的滤波器指数直接确定所述输出位。
[0035]可以根据特定的实施方式来选择Κ的值，即每个滤波器的位的数量。一般而言，Κ的 值越高，则位确定的准确性越大，同样匹配滤波器组的复杂性也越大。在一组实施例中，使 用Κ = 3的值，即所述匹配的滤波器组包括八个3位滤波器。本申请人已经发现，通过采用上 文概述的"多数投票"方案，可以得到接近那些用5位滤波器观察的结果的结果，而没有随 之而来的复杂性。换言之，对于给定的误码率(BER)，可以容忍接近当使用K = 5MFB时足够的 信噪比的信噪比。
【附图说明】
[0036]现在将仅以实例的方式参考附图描述本发明的实施例，在附图中：
[0037] 图1是体现了本发明的数字接收器的示意性系统示意图；以及
[0038] 图2是本发明一些方面的"多数投票"特征的示意性示意图；
【具体实施方式】
[0039] 首先转向图1，可以看到一张示意性的架构示意图。可以看到，左上角是输入2,其 包括复数基带样本，所述复数基带样本代表由天线接收并经过模拟到数字转换和适当的数 字滤波阶段的信号。所述复数基带信号2被馈送至复数旋转器块4,所述复数旋转器块4对它 们进行复数旋转以补偿由模块8(下文更详细描述)估计的载波频率偏移。
[0040] 所述复数基带输入信号2也馈送至将在下文说明的估计器模块8,所述估计器模块 8包括相关器并进行时序恢复、帧同步和初始频率偏移估计。有来自这个模块8的对应的输 出10,该输出10是向相位累加器模块12的输入，所述相位累加器模块12为所述复数旋转器 块4提供这个块所需的累加的相位角以完成复数旋转。
[0041] 频率漂移估计模块14还向相位累加器模块12提供输入16,下文将更详细地进行描 述。
[0042] 所述复数旋转块4输出的波形6被馈送至匹配的滤波器组181个位长度的每一个 存在总共2K个滤波器20。因此，以K = 3为例，三个位的每一个会存在八个滤波器20。通过完 成复数乘法而给所述滤波器20施加输入信号6,后面将更详细地进行描述。针对每个滤波器 20的相乘在相应求合阶段22中被求合。另一模块24确定哪个滤波器20给出由复值滤波器输 出的幅度给出的最大输出，其指数i作为输入26被提供至多数投票模块28。同一信息还作为 输入30被提供至频率漂移估计器模块14。所述匹配滤波器输出匕的实际值作为另一输入32 被提供至所述漂移估计器14。
[0043]由所述估计器模块8进行的时序恢复向所述最大输出确定模块24和所述多数投票 模块28提供选通输出34。
[0044] 所述多数投票模块28基于所述K个前面的滤波器指数确定下一位的最佳估计并从 其输出36输出最终确定的位。同样，这个过程在下文更详细地被说明。
[0045] 上文简要阐述的系统的操作现在将更详细地进行描述。
[0046] 如前面提及的，所述输入信号2被传递至基于相关器的估计器模块8用于时序恢 复、帧同步和最初频率偏移估计。
[0047]包括在所述模块8中的所述相关器是数据-辅助的(DA)接合帧或联合框架(Joint Frame)和频率估计器，其利用对所接收的符号中数据的知晓来消除所述调制对载波频率偏 移估计器的传统延迟-和-相关类型的估计的影响。这个估计器和可以使用的其他类型的估 计器的更多细节在Meyr等人的 "Digital Communication Receivers: Synchronization, Channel Estimation and Signal Processing"，John Wiley&Sons，Inc 1998.的第8章中 给出。
[0048]更特别地，载波频率偏移估计器由下式给出：
[0050]其中L是相关长度，D是延迟（后面将说明），z表示复数基带样本（I&Q)以及cU = p， p1+D，其中P是构成上采样的数据包同步字位、典型地是地址位前缀的样本。T是采样速率周 期。相关长度可以典型地是128或192。一般而言，所述相关长度是估计准确性和实施成本之 间的折衷。模拟已经指出L=128可以是足够的。
[0051]必须在正确的时间点上采样所述估计器，这里数据包检测性质（接合时序和帧同 步)起作用。当在下面的等式(2)上检测到峰值时，完成了数据包检测：
[0055] 应当注意数据包检测峰值的采样时间用作时序同步。等式(2)至(4)进行所述复数 基带样本和构成所述上采样的数据包地址位的样本之间的复数相关。通过可编程的阈值来 认定（2)上的有效峰值合格。这个阈值将典型地设置在0.7-0.8的范围中。应当注意，等式 (4)用于归一化等式(2)中相关器峰值的幅度。
[0056] 以极坐标形式(polar form)看所述复数基带样本和等式（1)中的系数，它可以重 写为：
[0059] 其中{r，u}是复数的幅度。假设载波频率偏移是近似不变的，在上面的等式中， 是相位在D个样本上的变化。
[0060] 当"同步"时（即等式(2)达到峰值时），所述样本角追踪所述系数角（Θμ? γι)并 且等式(5)可以重写为：
[0062] 取T = 125ns和D = 16，可以估计的最大载波频率偏移（以任一方向）是
[0064] 当存在相关时，即当等式(2)达到峰值时，所述载波频率偏移估计是有效的。因此 这个估计器联合地估计载波频率偏移和时序。假设m = l，可以看到等式(6)中的求合评估 为相关时L基带样本中的能量。这个值在与0.7-0.8范围的固定阈值相比之前用等式(2)中 的P n来归一化。在一个实例中选择D= 16的值，尽管可以使用其他值。在这个情况下，+/-250kHz范围的载波频率偏移估计器处理50ppm的晶体规格，它被认为在大多数应用中是足 够的。
[0065] 到来的信号被传递至块4以使用上面确定的频率偏移来完成复数旋转。这相当于 所述信号乘以然后得到的"补偿的"波形被传递至执行位决策的匹配的滤波器组 块18。形式上