一种宽负载范围的功率因数校正变换器的制造方法
【技术领域】
[0001] 本发明涉及电力电子变换器技术领域，尤其是一种宽负载范围的功率因数校正变 换器。
【背景技术】
[0002] 在众多电力电子拓扑中，Boost变换器因其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略 易实现等优点，被广泛用作PFC电路。Boost变换器根据电感电流是否连续可分为连续导通 模式(CCM)、临界连续导通模式(CRM)和断续导通模式(DCM)三种。固定负载的Boost功率因 数校正(PFC)变换器根据输出功率的大小选择电感电流工作的模式。全工频周期内均工作 于断续导通模式的Boost PFC变换器一般适用于小功率场合。当工作在中、大功率场合，变 换器一般根据CCM模式设计电路参数，但要满足工作于CCM模式的条件是输出功率须达到一 定值。当负载变轻时将导致输入电流的减小，这时电感将无法保持持续工作在CCM模式，工 频周期内一段时间工作在DCM模式，一段时间工作在CCM模式，这种工作模式称为混合导通 模式(Mixed Conduction Mode，MCM)。负载继续减小时，电感基本工作在DCM模式。通常情况 下，CCM、DCM均有适合相应工作模式的控制算法，这些算法都具有一定的局限性，当工作在 不合适的模式时将会导致严重的电流畸变，造成系统不稳定。解决办法是更换合适的算法 或者找到造成电流畸变的原因并作相应的改进。
[0003] 有研究人员提出变换器工作在CCM模式下采用预测电流控制策略，在DCM模式时采 用改进的预测电流控制策略，当工作在MCM模式时增加模式判别即可实现宽负载范围内工 作。但是由于DCM预测电流控制缺少电流环且对电路参数变化敏感，难以实现稳定和精准的 控制。
【发明内容】
[0004] 综上所述，本发明是基于对平均电流控制策略工作在DCM时进行改进，并增加工作 模式判断判据设计了一种变换器可以从零到满载均能有高功率因数与低THD。具体技术方 案如下：
[0005] 1.-种宽负载范围的功率因数校正变换器，由主电路1和控制电路2组成，主电路1 包括:AC交流源3，整流桥电路4，Boost电路5，负载6;控制电路2包括：电感电流采样校正模 块7，平均电流控制模块8，占空比前馈补偿模块9，工作模式判别模块10，PWM模块11;各元器 件的连接关系:AC交流源3的输出接整流桥4的输入经过整流桥后变成馒头波，作为Boost电 路5的输入端，负载6并联在Boo s t电路5输出电容Co的两端。
[0006] 2.主电路1的Boost电路5的拓扑结构包括AC交流源(3kVA调压器），四个普通硅二 极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤波电容Cin(CBB电容， 630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯），开关管M0SFET(SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC 二极管），输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000uF)，纯电阻负载RL(负载箱），AC交流源的 一端接不控整流桥的二极管D1的阳极，另一端接二极管D2的阳极;二极管D1的阳极与二极 管D3的阴极相连，二极管D2的阳极与二极管D4的阴极相连，二极管D1、D2的阴极相连，二极 管D3、D4的阳极相连;输入高频滤波电容Cin的一端与二极管D1、D2的阴极相连接，另一端与 二极管D3、D4的阳极相连接;与二极管D1、D2的阴极连接的Cin端和升压电感的一端相连接， 电感的另一端和续流二极管D的阳极以及MOSFET的漏极相连接;MOSFET的源极与二极管D3、 D4的阳极以及输出滤波电容Co的负极相连接;续流二极管D的阴极与输出滤波电容Co的正 极相连接;输出滤波电容Co的负极接地。电阻负载RL的正极与Co的正极相连接，RL的负极与 Co的负极相连接。
[0007] 3.控制电路2采用DSP数字控制，从Boost电路5获得的采样信号iL、vo、vg和占空比 信号d作为采样校正模块7的输入，采样校正模块7得到校正后的电感电流提供给平均电流 控制模块8电流环的输入，平均电流控制模块8的输出作为占空比的分量提供给d;从Boost 电路5获得的采样信号v〇、vg和从平均电流控制模块8得到的电压环的输出vpi提供给占空 比前馈控制模块9的输入，占空比前馈控制模块9的输出经过工作模式判别模块10将CCM与 DCM前馈量的较小值作为占空比的另一分量提供给d，最后得到的d作为PWM模块11的输入经 PWM转换后由DSP输出给Boost电路5开关管的门极控制MOSFET的开通和关断。
[0008] 本发明有如下积极的技术优势：
[0009 ] 1)本发明克服了 PFC变换器工作在轻载时需要改变硬件电路和控制算法的难题；
[001 0] 2)采用平均电流控制加占空比前馈的方法，解决了采用预测电流控制对电路参数 敏感的问题，容易实现更加稳定的控制；
[0011] 3)DCM算法基于平均电流控制，改动量小，易于实现。
【附图说明】
[0012] 图1结构框图
[0013] 图2主电路拓扑图
[0014] 图3控制电路框图
[0015] 图4 CCM模式电感电流波形
[0016] 图5 DCM模式电感电流波形
[0017] 图6半个工频周期内占空比前馈变化规律
[0018] 图7 CCM占空比前馈表达式构成图
[0019] 图8 DCM占空比前馈表达式构成图
[0020] 图9电感电流校正系数表达式构成图
[0021] 图中：1主电路，2控制电路，3 AC交流源，4不控整流桥电路，5 Boost电路，6负载，7 电感电流采样校正模块，8平均电流控制模块，9占空比前馈补偿模块，10工作模式判别模 块，11 PWM模块。
【具体实施方式】
[0022] 1.主电路
[0023] 如图1中：主电路1和控制电路2组成。
[0024] 主电路1包括:AC交流源3，整流桥电路4，Boos t电路5，负载6。
[0025]其工作原理:本发明采用校正后的平均电流控制加占空比前馈控制的算法实现宽 负载范围内功率因数校正。根据CCM模式设计的Boost功率因数校正变换器工作在轻载时， 输入电压过零点附近会出现电感电流断续现象，且随着负载的减小，断续范围扩大直至整 个工频周期内电感电流为DCM。采样得到的电感电流与平均值不一致是造成输入电流畸变 的主要原因。本发明采用的校正后的平均电流控制加占空比前馈的控制方法，当Boost变换 器满载工作在CCM时，电感电流采样值即为平均值，此时校正系数为1，平均电流控制环输出 占空比分量d 1，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者 输出与dl相加得到最终占空比d控制Boost电路开关管；当变换器轻载工作在MCM和DCM时， 电感电流采样值大于平均值，此时校正系数在DCM时小于1，在CCM时等于1，校正后的电流与 参考电流比较经PI调节器输出占空比分量d2,占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前 馈控制量进行比较，取较小者输出与d2相加得到最终占空比d控制开关管。
[0026] 2.主电路拓扑结构
[0027] 如图2主电路拓扑图中主要元器件:主电路拓扑为Boo st电路，包括AC交流源(3kVA 调压器），四个普通硅二极管D1、D2、D3和D4构成的不控整流桥电路(GBJ1510)，输入高频滤 波电容Cin(CBB电容，630V/474nF)，升压电感L(PQ铁氧体磁芯），开关管M0SFET (SPP20N60C3)，续流二极管D(SiC二极管），输出滤波电容Co(电解电容，450V/1000uF)，纯电 阻负载RL(负载箱）。
[0028] 3.控制电路
[0029] 如图3控制电路，框图控制电路采用数字控制，DSP为MC56F8257,是一款16位可编 程数字信号处理器。DSP8257不同于传统的CPU，它采用双哈佛结构，将程序空间与数据空间 分开编址，这样在DSP处理数据空间运算与数据传输的同时可以并行地从程序空间读取下 一条指令，这种结构的的好处是速度快，读程序和读/写数据可以同时进行。MC56F8257成本 低，配置灵活，拥有紧凑程序代码，适合于多种应用场合。8257主频为60MHz，它还集成了 64KB片内非易失性存储器(FLASH)和8KB的高速的随机存储器(RAM)，高精度12位ADC模数转 换模块，完成一次AD转换的时间最快为600ns，并针对电力电子应用集成了片内高性能DAC 模块等。本发明所采用的数字控制中，中断频率为100kHz，采用PWM重载中断，每个开关周期 重载一次，开关频率为100kHz ASP需要从主电路采集三个采样值分别为:整流桥后输入电 压vg、输出电压v〇、电感电流Π -Vref为电路给定的参考输出电压，一般设定为400V。
[0030] 控制电路包括两部分，平均电流控制与占空比前馈控制。
[0031] 平均电流控制包括电压环与电流环，以及电感电流采样校正。
[0032]控制原理:该控制算法采用校正后的平均电流控制加占空比前馈控制的算法实现 宽负载范围内功率因数校正。当变换器满载工作在CCM时，电感电流采样值即为平均值，此 时校正系数为1，平均电流控制环输出占空比分量dl，占空比前馈控制环分别计算得到CCM 与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出dff_ccm与dl相加得到最终占空比d;当变换器轻 载工作在DCM时，电感电流采样值大于平均值，此时校正系数小于1，校正后的电流与参考电 流比较经PI调节器输出占空比分量d2，占空比前馈控制环分别计算得到CCM与DCM前馈控制 量进行比较，取较小者输出dff_dcm与d2相加得到最终占空比d;当变换器工作在MCM时，电 感电流采样值部分为平均值部分大于平均值，此时校正系数部分为1部分小于1，校正后的 电感电流经电流环输出占空比分量d3,占空比前馈控制环在每个开关周期内分别计算得到 CCM与DCM前馈控制量进行比较，取较小者输出dff与d3相加得到最终占空比d，最终控制 Boost电路开关管的开通和关断。该控制算法满足三种工作模式下选择合适的控制算法，可 以实现零到满载的全负载范围内功率因数校正。
[0033]平均电流控制连接关系为:采样得到的输出电压vo与参考输出电压Vref比较后经 过PI调节器输出vpi，构成电压环;vpi作为电感电流参考值的一个输入提供参考电流的幅 值，vg作为电感电流参考值的另一个输入提供参考电流的相位，为实现恒功率控制，在电感 电流参考值Iref中加入输入电压前馈值l/(Vff*Vff);采样得到的电感电流经过采样校正 后保证采样得到的电感电流为每个开关周期内的平均值，最后将计算得到的参考电流和校 正后的电感电流比较后经过PI调节器输出平均电流控制占空比。
[0034] 4.电压环与电流环PI调节器：
[0035] 由于PI调节器算法成熟、可靠性高，本发明中电压环与电流环误差调节器均采用 数字PI算法。PI调节器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制 偏差，如式（1