专利名称：利用低相关码字改进正交频分复用系统同步性能的方法
技术领域：
本发明涉及一种利用低相关码字改进OFDM(正交频分复用)系统同步性能的方法，属于移动通信技术领域。
背景技术：
OFDM是一种无线环境下的高速传输技术，它能够同时满足高速和抗干扰两方面的要求，不仅能够大大提高频带利用率，提供更高的数据吞吐率，还能够有效抑制多径干扰，在高速移动通信领域具有很大的优势。因此，人们普遍估计OFDM技术将成为第四代移动通信(4G)的核心技术之一。
OFDM技术的基本思想在于在频域内将给定信道分成许多正交子信道，在每一个子信道上使用一个子载波进行调制，并且各子载波并行传输。由于采用正交频率的概念来区分不同的载波支路，因此允许各个载波频段相互重叠，从而显著提高了频谱利用率。图1是一个典型的OFDM系统的基本结构图。输入的数据流经过串/并变换，成为并行的低速数据流。各条并行数据流分别被不同的载波频率调制。OFDM的调制和解调采用一对IFFT/FFT(反快速傅立叶变换/快速傅立叶变换)来实现，这使其实现过程变得简单。
OFDM技术虽然具有很多优越性，但其在具体实现时也存在很多技术难点需要克服。其中最主要的技术难点体现在OFDM系统对载波频率偏差和相位噪声很敏感，对同步要求非常高。这是因为载波频率的偏差和噪声会使子信道之间产生干扰，从而不能满足OFDM技术对子信道之间严格正交的要求。如果各子信道不能做到严格正交，将会产生强烈的信道间干扰，使整个OFDM系统的性能严重下降。目前，人们为解决OFDM系统对同步要求高的问题，提出了多种OFDM同步算法，如ESPRIT同步算法和ML估计算法等。但这些算法各有利弊，并不能从根本上解决问题。而且使用这些算法无疑会增加整个系统的运算负担。
英国菲利浦公司2002年提出的第02291578.9号欧洲专利申请及第03814909.5号中国专利申请中，揭示了一种结合零(无)干扰窗(IFW)LAS码到OFDM技术中的方案。在该专利申请中仍然提到了，由于零干扰窗LAS码的个数与IFW的大小的乘积与码长成正比。只能通过选用更长的码长来获得更多的可用的LAS码个数或者更大的IFW窗长。这也是LAS码应用中的瓶颈，可用的LAS码个数受限。此专利申请中，应将零干扰窗码字应用于MT-CDMA系统中，对各子载波在时域进行扩频。没有根本上解决频域上相信邻子载波间的干扰问题和频率偏移问题。
但是，当前，人们发现某些采用特定编码方式的扩频码具有在偏离零偏移点一定范围内的自相关和互相关特性保持较低的特性，例如改进的改进LAS码等。所谓低干扰窗又称低相关窗，是指其地址码的自相关函数是近似理想的，互相关函数中在一定的偏移范围内(窗口内)也是近似理想的，即拥有较低的付峰，在上面所述的窗口外仅有稀疏的付峰。所谓低相关特性码字，其精确定义是对于序列集合A＝{a1，...，ai，...，aj，...，aM}，若给定正整数δ＜＜N，可定义低相关区LCZ为LCZ＝max{T||Ri，j(τ)|≤δ，其中(|τ|＜T且1≤i≠j≤M)或(0＜|τ|＜T且1≤i＝j ≤M)}其中，ai，i＝1，2，...，M和Ri,j(τ)=Rai,aj(τ)=Σk=0aki(ak+τi)*,1≤i,j≤M.]]>δ尽可能小，特别的是，δ＝0时低相关区变为零相关区；低相关序列变成零相关序列。
我们称距离原点最近的一对付峰间的区间为低干扰窗，凡是落在低干扰窗内的其它地址码的信号产生干扰都将限定在一个较小的范围。将这一特性应用在OFDM系统之中，就有可能解决其同步要求高、实现难度大的技术难题。但是，就目前所知，尚没有在OFDM系统中应用低相关扩频码的低干扰窗特性的技术方案。
本发明提出将低干扰窗码字应用于OFDM系统，并且提供了对LAS零相关窗码字进行改进生成低相关窗码字的改进LAS码字，也提供了利用CCK码构造低相关窗码字，但是本发明并不局限于对LAS码字或CCK码改进生成低相关窗的码字，而泛指所有具备在一定相关偏移范围内具备低相关特性的码字。
发明内容
本发明的目的在于针对现有技术的空白，提供一种利用具有低干扰窗特性的扩频码进行扩频/解扩操作，形成在频率上排列的低干扰窗，由此克服相邻正交子载波的相互干扰，改善OFDM系统同步性能的方法。
为实现上述的发明目的，本发明采用下述的技术方案一种利用低相关码字改进OFDM系统同步性能的方法，其特征在于
发送端在进行OFDM调制之前，采用具有低干扰窗特性的扩频码对信息符号进行扩频；接收端在进行快速傅立叶变换之后用所述扩频码解扩出所述信息符号。
其中，所述扩频码的非循环自相关序列和非循环互相关序列在一定的位移范围内至少具有一个低相关的窗口。
所述扩频码通过以下步骤构造第一步选择两个或以上具有零干扰窗为[-W，W]的所述LS扩频码Cln和Csn；第二步组合第一步选择的所述扩频码Cln和Csn，去掉低干扰窗扩频码Cn两边或之间的保护间隔，得到低干扰窗扩频码Cn。
或者，所述扩频码是通过以下步骤构造的第一步根据需要的扩频增益，选择CCK码；第二步根据代价函数为最小值或者小于预定值，确定使相关值最小或小于预定值的CCK分量码，得到扩频码字。
在所述OFDM系统的发送端，发射信息经过编码后分为至少一组，对每一组按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
在所述OFDM系统的发送端具有至少一组用户信息，各组用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。
或者，在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是分离的。
在所述OFDM系统的接收端，对接收到的基带复数信号进行快速傅立叶变换之后，首先进行频域均衡处理，再用所述扩频码进行解扩处理。
所述频域均衡处理可以采用OFDM系统使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿。
本发明所述的利用具有低干扰窗特性的扩频码改善OFDM系统同步性能的方法充分利用了特定扩频码的低干扰窗特性，利用其在频域上的低干扰特性，直接利用码字间的干扰抑制特性，来抑制频域连续子载波间的干扰。有效克服了载波频率偏移、噪声等因素对OFDM系统同步性能的影响，为OFDM系统的进一步推广应用奠定了技术基础。另外，该方法也进一步拓宽了具有低干扰窗特性的扩频码的应用范围。
下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步的说明。
图1为现有的一个典型的OFDM系统的基本结构图。
图2为采用本发明所述方法的OFDM系统中，发射端扩频调制过程的示意图。
图3为采用本发明所述方法的OFDM系统中，接收端解扩过程的示意图。
图4为采用本发明所述方法的OFDM系统中发送和接收的示意图。
图5是单径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为1.5kHz)。
图6是单径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为2.5kHz)。
图7是多径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为1.5kHz，TU信道模型)。
图8是多径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为1.5kHz，BU信道模型)。
图9是多径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为2.5kHz，TU信道模型)。
图10是多径多谱勒扩展的仿真曲线(子载波带宽为2.5kHz，BU信道模型)。
具体实施例方式
在对本发明所述方法进行进一步说明之前，首先对本方法所使用的具有低干扰窗特性的扩频码进行说明。前面已经提到，具有低干扰窗特性的扩频码常见的有两种一改进LAS码和CCK码。其中改进LAS码由李道本先生在专利号为ZL 00801970.3，名称为“一种具有低相关窗的扩频多址编码方法”的发明中首先提出，并且将其作为改进LAS-CDMA系统的编码方案。该改进LAS码由LS码与LA码构成，其中LS码为基本多用户接入序列族，LA族起扩展接入序列族数量的作用。LS码由C码与S码合成，C码与S码具有相同自相关峰与互补的峰外特性，合成后形成的LS码自相关峰外侧为全零，LS码族中各序列之间互相关全为零。LA码是三电平码，它是由一个具有L个扩频码的正交码(取+1和-1值)，再在各个码元之间插入长度不等的一串0构成。由LS码和LA码复合构成然后进行改进的改进LAS码具有低相关窗特性，该低相关窗的宽度可以预先设计。关于该编码方案及其低相关窗特性的进一步说明，请参阅该专利说明书。CCK码(complementary code keying，互补码键控)是另外一种具有低相关窗特性的扩频码，它主要在无线局域网技术中使用，并已成为IEEE 802.11B标准的一部分。相比较而言，改进LAS码的低相关窗特性要比CCK码好，因为其低相关窗不仅数量多，而且宽度可控，最重要的是满足低相关窗条件的码字数量远远大于CCK码，这个对于实际的应用有直接的意义，即保证可用的用户数量或用户的数据传输速率远远大于CCK码，因此在下面的具体实施方式
中，所说的具有低相关窗特性的扩频码均以改进LAS码为例。
在OFDM系统中，使用不同的子载波来承载不同的信息符号。为了充分利用改进LAS码的低相关窗特性，我们让OFDM系统的信道编码采用上述的改进LAS码，用OFDM不同的子载波来承载不同的改进LAS扩频码的码片(CHIP)。这样，原来在时间轴上排列的改进LAS-CDMA系统的码片就通过OFDM方法使其在频率轴上排列，改进LAS码所具有的时域上的低相关窗也随之在频域上分布。OFDM系统由于子载波频率不正交而造成的问题在这里就变成了频域的不同子载波之间的相互干扰(ICI)，而这种干扰又以相邻子载波的干扰为主。由于在信道编码过程中引入了具有低干扰窗特性的改进LAS码，其低相关窗在频域的排列就可以克服相邻子载波的相互干扰，从而改善OFDM系统的同步性能。这就是本发明所述方法的基本原理。
本发明所述方法概括地说，就是首先在发送端，在OFDM调制之前增加用具有低干扰窗的扩频码来对信息符号进行扩频；然后在接收端进行FFT变换之后用该扩频码解扩出信息符号。
为了更清楚地说明本发明所述方法的实现过程，下面将上述过程分为发射端扩频调制和接收端解扩两个阶段具体加以说明。
在这里，首先定义改进LAS扩频码的长度为2N，N为自然数。N个扩频序列为FS1，FS2，...，FSN，每个OFDM子载波的调制比特数为M，M也为自然数。
图2为采用本发明所述方法的OFDM系统中，发射端扩频调制过程的示意图。
如图2所示，在发送端，发射信息经过编码后分为N组，分别记为S1，S2，...，SN，对每组以长度M比特进行分段，共分为j段，对每段M比特根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号S11，S12，...，S21，S22，...，SN1，SN2，...Sij，其中Sij表示其为第i组第j个符号。图中所示的上述进程也可以有另外一种含义，即N组不同用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照长度M比特进行分段，共分为j段，并以前面所述相同方式进行比特星座映射，同样也可以得到复数符号S11，S12，...，S21，S22，...，SN1，SN2，...Sij，其中Sij为第i个用户的第j个符号。
在完成比特星座映射之后，对每个复数符号利用前面提到的改进LAS扩频码进行扩频，第i组符号所用的扩频序列为FSi。对N组已扩频序列相加，得到调制数据序列D1，D2，...，Dk，...，其中Di＝Si1FS1+Si2FS2+...+SiNFSN＝(d1，d2，...，d2N)。将OFDM中所有的数据子载波进行分组C1，C2，...，Ck，...，每组子载波数为扩频序列长度2NCi1，Ci2，...，Ci2N，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。用调制数据序列D1，D2，...，Dk，...分别对OFDM中的各组子载波进行调制，其中dik调制到Cik上。这里的K表示把OFDM的所有传送数据的子载波分成K段，每段正好传送一个承载若干调制数据的改进LAS码字。例如，改进LAS码字的长度是32，而OFDM一共有256个子载波传送数据，那么我们就可以把256个子载波分成8段，K＝8，每段32个子载波正好是改进LAS码字的长度32，而每段改进LAS码字数量有16个，那么可以在一个OFDM符号周期内同时传送8×16＝128个符号。
图2中是先利用改进LAS码进行扩频调制，然后用IFFT进行OFDM调制。实际上，也可以用CCK码等LCZ码，后文将具体讲解。
图3为采用本发明所述方法的OFDM系统中，接收端解扩过程的示意图。
接收端对接收到的基带复数信号首先进行频偏校正、时钟同步、帧同步、去循环前缀处理等常规处理。对经过上述处理后的复数信号进行FFT计算，然后进行频域均衡处理，得到每个子载波调制的数据drik，其下标和发射端的子载波编号一致。用扩频序列FSj对第i组接收数据Dri＝(dri1，dri2，...，dri2N)进行解扩得到Srij＝dri1FSj1+dri2FSj2+...+dri2NFSj2N。用N组扩频序列对每组接收数据解扩得到N个复数数据Srij，i＝1，2，...，j＝1，2，...，N。然后对数据序列Srij进行比特映射译码等后续处理。处理后的数据经重组后即成为接收信息。
在上述的扩频调制和解扩的过程中，比特星座映射、频偏校正、时钟同步、帧同步、去循环前缀等操作都是现有移动通信领域常规的操作。频域均衡可以采用OFDM系统所使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿，这个操作和一般CDMA的导频信道或导频符号的常规操作一样，在此就不赘述了。
通过上述扩频调制和解扩的操作实现OFDM系统的同步性能改善的关键在于扩频序列具有低干扰窗特性，即其非循环自相关序列和非循环互相关序列要在一定的位移范围内有一个低相关的窗口。设Rij(n)为扩频序列i和j的非循环互相关序列，则Rij(n)应当满足Rij(n)＝0，当n＝-L，-L+1，...，-1，1，2，...，L，L为自然数，而且在满足码字数量的前提下越大越好。改进LAS扩频码即是满足上述条件的理想扩频序列。
在上述扩频/解扩的过程中，系统同步需要同步到零窗口偏移内才能使解扩后相关值为零。在OFDM系统中，这一点由OFDM本身的同步就可以做到。简单地讲，就是发送端肯定是知道改进LAS码的码片和子载波的对应关系的，但是接收端也需要知道这种对应关系才能够解扩。而OFDM系统本身的帧同步要求已经提供了这种同步。
图4是应用本发明方法的收发技术示意图。可以看出，本发明是应用于MC-CDMA(多载波CDMA)系统中，MC-CDMA是频域扩展的多载波技术，利用低相关特性码在频域对用户数据进行扩频，将扩频码码片映射到连续的子载波中的一个，然后再用IFFT进行OFDM调制。OFDM调制后，可以用OFDM不同的子载波来承载不同的改进LAS扩频码的码片。原来在时间轴上排列的改进LAS-CDMA系统的码片就通过OFDM方法使其在频率轴上排列，改进LAS码所具有的时域上的低相关窗也随之在频域上分布。由于在信道编码过程中引入了具有低干扰窗特性的改进LAS码，其低相关窗在频域的排列就可以克服相邻子载波的相互干扰，从而改善OFDM系统的同步性能。本发明就可以利用扩频码码字间的对干扰的抑制特性，使得频域上连续子载波间的干扰得到抑制。具体而言，在图4中，对信源1到16，分别用低相关特性扩频码1到16进行扩频，然后再对所用信源的扩频调制后的数据经IFFT变换后进行OFDM调制。这样，可以把所有扩频调制后的改进LAS扩频码的码片分布到各个子载波。由于改进LAS扩频码具有的频域上的低相关特性，承载改进LAS码片的各个子载波在频域上的正交性得以保证，抑制了连续子载波间的干扰。载波频率偏差和相位噪声对OFDM系统的影响也得到改善。
上述在背景技术中提到的方法，是将零相关码字应用于MT-CDMA(多音CDMA)系统中，来改善MT-CDMA对载波频率偏差的特性。由于MT-CDMA是时域扩展的多载波技术，其应用零相关码字只是在时域上进行扩频，所以只能在时域上利用码字间的干扰抑制特性来提高MT-CDMA系统中的抗干扰能力。但是，在频域上，背景技术中的方法还是利用OFDM的正交特性来抑制连续子载波间的干扰的。也就是说，在背景技术中，零相关码字只是用于时域上的去干扰，而不是用于频域上的去干扰。这与本发明不同。本发明让所有扩频调制后的改进LAS扩频码的码片分布到各个子载波，利用改进LAS扩频码的频域低相关特性来提高MC-CDMA系统在频域上的抗码间干扰能力。再者，背景技术是通过OFDM调制，将用户数据调制到多个载波，然后再用零干扰窗码字对各载波进行调制。在后进行的零干扰窗扩频码调制在一定程度上破坏了OFDM符号间的正交性，不能充分利用OFDM带来的好处。而本发明是先用低干扰窗扩频码字调制，之后才进行OFDM调制，得到的OFDM符号仍然是正交的，并且也发挥了低干扰窗扩频码字在频域上的低相关特性。
另外，选用本发明提出的低相关码字，例如改进LAS扩频码，而不是使用零相关码字，如一般的LAS码和CCK码等，可以获得更多的码字数量，就可能增加用户数量或者提高数据传输速率。举例来说，如果零相关窗为(-3，+3)的时候，零相关LAS码字(即，一般的LAS码)的数量为低相关LAS码字(即，改进的LAS码)的数量的1/4。码字数量的增加可以带来同时通信的用户数量的增加，这对实际应用有重要的实质的意义。另外，本发明构造低相关LAS码字时，还将一般LAS码字中的码字间的必须的GAP(保护间隙)去除了，例如，原来的LAS码字在16扩频增益下需要占用22个码片，其中6个为GAP，而本发明构造的改进LAS码在具有的窗口宽度时，不需要这6个GAP码片的开销。换言之，在同样的窗口宽度条件下，改进的LAS码的扩频增益为16的情况下，也只需16个码片，而不是一般LAS码所需要的22个码片。这样就可以提高数据传输速率。除此之外，低相关码字的生成方法也比零相关码字的生成方法多，有些方法就是通过增加码字数量，同时在一个窗口范围内保持干扰在一个相对较低的范围内。实际应用中就可以选择适合实际通信系统的低相关码字生成方法，提高了本发明在实际应用的灵活性和应用范围。
此外，通过研究还发现，CDMA码字和OFDM码字的结合并不需要完全的零干扰窗。因为无线环境中，时域多径总是存在的，这个多径会造成频域选择性衰落，而码字和OFDM结合的时候频域选择性衰落会造成码字间的干扰，所以即使码字是零干扰窗，但是在这个频域选择性衰落条件下没有多谱勒扩散，也会自己产生一定的码间干扰。这样，还不如采用低干扰窗码字和OFDM结合，还能提高码字的数量或者数据传输效率。在无线时域扩散和频域扩散都存在的条件下，低干扰窗码字可以取得和零干扰窗码字基本一样的性能。因此，本发明采用了低干扰窗码字与OFDM结合。
本发明所述的利用具有低干扰窗特性的扩频码改善OFDM系统同步性能的方法不仅具有理论上的合理性，通过仿真计算也证实了其具有令人满意的改善OFDM系统同步性能的效果。
图5～图10分别提供了在不同信道模型下不同子载波带宽的仿真结果图。其中，图5是子载波带宽为1.5kHz时，单径多谱勒扩展的仿真曲线；图6是单径多谱勒扩展的仿真曲线，子载波带宽为2.5kHz；图7是多径多谱勒扩展的仿真曲线，其中子载波带宽为1.5kHz，采用TU信道模型；图8是多径多谱勒扩展的仿真曲线，其中子载波带宽为1.5kHz，采用BU信道模型；图9是多径多谱勒扩展的仿真曲线，其中子载波带宽为2.5kHz，采用TU信道模型；图10是多径多谱勒扩展的仿真曲线，其中子载波带宽为2.5kHz，采用BU信道模型。从图5-图10可以看出，在各种仿真条件下，在相同的多普勒频偏下，应用本发明的方法可以获得比OFDM系统更高的信干比(S/I)。
下面具体说明本发明构造低干扰窗扩频码的方法，即，前述改进的LAS码的构造方法。
低干扰窗扩频码的特点是其非循环自相关和非循环互相关序列在零偏移附近的相关值比较小，接近于零。换言之，令码字序列为Cn＝(c1n，c2n，...cNn)，n＝1，2，...，M，N为码字长度，M为码字个数，定义码字序列的非循环相关序列为Rij(n)＝c1ic1+nj+c2ic2+nj+...+cN-nicNj其中，n＝-N+1，-N+2，...，N-1对于具有低干扰窗特性的扩频码，当-W＜＝n＜＝W时，n越接近零，Maxij{|Rij(n)|}越接近于零(Rii(0)＝N，因此在考虑低干扰窗特性时不考虑Rii(0))。
下面说明利用CCK(Complementary Code Keying)码构造具有低干扰窗扩频码的方法，其分为两个步骤一，选择具有扩频增益为KM的CCK码B＝(B11，B12，...，B1N；B21，B22，...，B2N；BM1，BM2，...，BMN；)，Bij＝(B1ij，B2ij，...，BKij)，N为码字个数，M为每个分量码的个数，K为每个分量码的长度；二，利用代价函数确定使相关值最小的CCK分量码定义Cn(j1，j2，...，jM)＝(c1n，c2n，...，cKMn)＝(Bj1n，Bj2n...，BjMn)＝(B1j1n，...，BKj1n，B1j2n，...，BKj2n，...，B1jMn，...，BKjMn)，n＝1，2，...，N；(BKjMn为CCK码B中第jM行第n列的分量码BjMn的第K个码片)其中(j1，j2，...，jM)为(1，2...，M)的一个排列。在所有的扩频码字Cn(j1，j2，...，jM)中，有些分量码在分量码长度范围[-K+1，K-1]内的相关值小一些，并且越接近零偏移的相关值越小。因此，需要从CCK分量码中选择出使相关值小于预定值的码。定义加权函数为w(n)＝1/n，w(0)＝0。根据下式确定(j1，j2，...，j M)的值(j1，j2，...，jM)＝argmin(i1，i2，...，iM){F(i1，i2，...，iM)} (公式1)F(i1，i2，...，iM)＝∑n，i，j(w(n)Rij(i1，i2，...，iM)(n))2，(公式2)其中，-KM＜n＜KM，0＜i，j＜M+1Rij(i1，i2，...，iM)(n)是以排列(i1，i2，...，iM)构造的Ci(i1，i2，...，iM)和Cj(i1，i2，...，iM)的偏移为n的非循环互相关值。
根据公式1和2，使扩频码字Ci(i1，i2，...，iM)和Cj(i1，i2，...，iM)的偏移为n的非循环互相关值取最小值，确定的(j1，j2，...，jM)排列可能不只一个，如果不只一个，任意一个都可以。
另外，确定(j1，j2，...，jM)的值除了如上述使用代价函数F最小的方法，还可以使代价函数F小于一个预先确定的值，从而确定一组(j1，j2，...，jM)或其他方法。
下面以M＝N＝K＝4的情况为例，具体介绍如何利用正交互补集合码构造低干扰窗扩频码，步骤如下一选择具有扩频增益为KM＝4*4＝16的CCK码，其中分量码码字长度K为4，分量码个数M为4B＝(B11，B12，B13，B14；B21，B22，B23，B24；B31，B32，B33，B34；B41，B42B43，B44)，B11＝(1，1，1，1)，B21＝(1，1，-1，-1)，B31＝(-1，1，-1，1)，B41＝(-1，1，1，-1)，B12＝(-1，-1，1，1)，B22＝(-1，-1，-1，-1)，B32＝(1，-1，-1，1)，B42＝(1，-1，1，-1)，B13＝(-1，1，-1，1)，B23＝(-1，1，1，-1)，B33＝(1，1，1，1)，B43＝(1，1，-1，-1)，B14＝(1，-1，-1，1)，B24＝(1，-1，1，-1)，B34＝(-1，-1，1，1)，B44＝(-1，-1，-1，-1)。
二利用代价函数确定使相关值最小或小于预定值的CCK分量码第一步取分量码个数列的一个排列(1，2，3，4)，对于这个排列，可以得到如下的对应此排列的扩频码序列C1(1，2，3，4)＝(B11，B21，B31，B41)＝(1，1，1，1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，1，1，-1)，C2(1，2，3，4)＝(B12，B22，B32，B42)＝(-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，-1，1，-1)，C3(1，2，3，4)＝(B13，B23，B33，B43)＝(-1，1，-1，1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，1，1，-1，-1)，C4(1，2，3，4)＝(B14，B24，B34，B44)＝(1，-1，-1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，-1，-1，-1)。
第二步计算前述排列对应的扩频码序列的非循环互相关值。
例如，扩频码序列C1(1，2，3，4)与C2(1，2，3，4)的非循环互相关值为R12(1，2，3，4)(0)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i)＝0R12(1，2，3，4)(-1)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i+1)＝-1
R12(1，2，3，4)(1)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i-1)＝1R12(1，2，3，4)(-2)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i+2)＝-4R12(1，2，3，4)(2)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i-2)＝4R12(1，2，3，4)(-3)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i+3)＝3R12(1，2，3，4)(3)＝∑iC1(1，2，3，4)(i)*C2(1，2，3，4)(i-3)＝1……第三步根据公式1和2，计算前述排列对应的代价函数值。排列(1，2，3，4)对应得到的代价函数值为F(1，2，3，4)＝∑n，i，j(w(n)Rij (1，2，3，4)(n))2＝196.1877，-16＜n＜16，0＜＝i，j＜＝4；第四步重复前述第一步、第二步和第三步，同理可以得到分量码个数列各个排列对应的代价函数排列(1，2，4，3)对应的代价函数F(1，2，4，3)＝386.3011；排列(1，3，2，4)对应的代价函数F(1，3，2，4)＝165.0472排列(1，3，4，2)对应的代价函数F(1，3，4，2)＝387.5872排列(1，4，2，3)对应的代价函数F(1，4，2，3)＝165.7464排列(1，4，3，2)对应的代价函数F(1，4，3，2)＝198.1731……第五步选取代价函数为最小值或者小于预定值的排列从步骤四的计算，可以得到，最小的代价函数F值为165.047，对应的排列为(1，3，2，4)，(2，4，1，3)，(3，1，4，2)，(4，2，3，1)。
第六步根据选取的排列，获得对应的扩频码字。
如果选择排列(1，3，2，4)，则对应的扩频码字为C1(1，3，2，4)＝(B11，B31，B21，B41)＝(1，1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1)，C2(1，3，2，4)＝(B12，B32，B22，B42)＝(-1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1)，C3(1，3，2，4)＝(B13，B33，B23，B43)＝(-1，1，-1，1，1，1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，-1，-1)，C4(1，3，2，4)＝(B14，B34，B24，B44)＝(1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1)。
如果选择排列(2，4，1，3)，则对应的扩频码字为C1(2，4，1，3)＝(B21，B41，B11，B31)＝(1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，-1，1)，C2(2，4，1，3)＝(B22，B42，B12，B32)＝(-1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，1，)，C3(2，4，1，3)＝(B23，B43，B13，B33)＝(-1，1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，1，)，C4(2，4，1，3)＝(B24，B44，B14，B34)＝(1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1)。
如果选择排列(3，1，4，2)，则对应的扩频码字为C1(3，1，4，2)＝(B31，B11，B41，B21)＝(-1，1，-1，1，1，1，1，1，-1，1，1，-1，1，1，-1，-1)，C2(3，1，4，2)＝(B32，B12，B42，B22)＝(1，-1，-1，1，-1，-1，1，1，1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1)，C3(3，1，4，2)＝(B33，B13，B43，B23)＝(1，1，1，1，-1，1，-1，1，1，1，-1，-1，-1，1，1，-1)，C4(3，1，4，2)＝(B34，B14，B44，B24)＝(-1，-1，1，1，1，-1，-1，1，-1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1)。
如果选择排列(4，2，3，1)，则对应的扩频码字为C1(3，1，4，2)＝(B31，B11，B41，B21)＝(-1，1，1，-1，1，1，-1，-1，-1，1，-1，1，1，1，1，1)，C2(3，1，4，2)＝(B32，B12，B42，B22)＝(1，-1，1，-1，-1，-1，-1，-1，1，-1，-1，1，-1，-1，1，1)，C3(3，1，4，2)＝(B33，B13，B43，B23)＝(1，1，-1，-1，-1，1，1，-1，1，1，1，1，-1，1，-1，1)，C4(3，1，4，2)＝(B34，B14，B44，B24)＝(-1，-1，-1，-1，1，-1，1，-1，-1，-1，1，1，1，-1，-1，1)。
下面介绍本发明利用LAS码构造具有低干扰窗扩频码的方法。
第一步选择两个或以上具有零干扰窗为[-W，W]的LS扩频码，其中，从L码中选择Cln和从S码中选择Csn。
Cln＝(cl1n，cl2n，...，clNn)，Csn＝(cs1n，cs2n，...，csNn)，n＝1，2，...，M，M为码字个数，2N为扩频增益。
第二步组合第一步选择的扩频码Cln和Csn，构造具有低干扰窗的扩频码Cn。
方法1，Cn＝(c1n，c2n，...，c2Nn)＝(Cln，Csn)＝(cl1n，，...，clNn，cs1n，...，csNn)；方法2，Cn＝(c1n，c2n，...，c2Nn)＝(Csn，Cln)＝(cs1n，，...，csNn，cl1n，...，clNn)。
其中n＝1，2，...，M，M为码字个数，2N码字长度。
这样，就去掉了LS码中间和两边的保护间隔，能够提高频谱效率；虽然这样做使得零干扰窗没有了，但是得到的扩频码仍然具有低干扰窗的性质。
以下举例说明一、选择具有零窗为[-3，3]、扩频增益为16、码字个数为4的LS扩频码L1＝(1 -1 1 1 1 -1 -1 -1)S1＝( 1 1 1 -1 1 1 -1 1)L2＝(1 -1 1 1 -1 1 1 1)S2＝(1 1 1 -1 -1 -1 1 -1)L3＝(1 -1 -1 -1 1 -1 1 1)S3＝(1 1 -1 1 1 1 1 -1)L4＝(1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1)S4＝(1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1)二、组合第一步选择的扩频码，构造具有低干扰窗的扩频码方式一C1＝(L1 S1)＝(1 -1 1 1 1 -1 -1 -1 1 1 1 -1 1 1 -1 1)C2＝(L2 S2)＝(1 -1 1 1 -1 1 1 1 1 1 1 -1 -1 -1 1 -1)C3＝(L3 S3)＝(1 -1 -1 -1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 1 1 1 -1)C4＝(L4 S4)＝(1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1)方式二C1＝(S1 L1)＝(1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 -1 1 1 1 -1 -1 -1)C2＝(S2 L2)＝(1 1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 -1 1 1 -1 1 1 1)C3＝(S3 L3)＝(1 1 -1 1 1 1 1 -1 1 -1 -1 -1 1 -1 1 1)C4＝(S4 L4)＝(1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1 1 -1 -1 -1 -1 1 -1 -1)
LAS码的自相关和互相关序列在零偏移附近的相关值为零，但是需要在L码和S码以及码字之间插入保护间隔。然而，低干扰窗扩频码不需要插入保护间隔，从而提高了频谱效率。
上面虽然通过具体实施方式
描绘了本发明，但本领域普通技术人员知道，本发明有许多变形和变化而不脱离本发明的精神，所附的权利要求将包括这些变形和变化。
权利要求
1.一种利用低相关码字改进OFDM系统同步性能的方法，其特征在于发送端在进行OFDM调制之前，采用具有低干扰窗特性的扩频码对信息符号进行扩频；接收端在进行快速傅立叶变换之后用所述扩频码解扩出所述信息符号。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于所述扩频码的非循环自相关序列和非循环互相关序列在一定的位移范围内至少具有一个低相关的窗口。
3.如权利要求2所述的方法，其特征在于所述扩频码通过以下步骤构造第一步选择两个或以上具有零干扰窗为[-W，W]的所述LS扩频码Cln和Csn；第二步组合第一步选择的所述扩频码Cln和Csn，去掉低干扰窗扩频码Cn两边或之间的保护间隔，得到低干扰窗扩频码Cn。
4.如权利要求1所述的方法，其特征在于如权利要求1所述的方法，其特征在于所述扩频码是通过以下步骤构造的第一步根据需要的扩频增益，选择CCK码；第二步根据代价函数为最小值或者小于预定值，确定使相关值最小或小于预定值的CCK分量码，得到扩频码字。
5.如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端，发射信息经过编码后分为至少一组，对每一组按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
6.如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端具有至少一组用户信息，各组用户信息分别进行编码后，对每组用户信息按照一个OFDM子载波的调制比特数进行分段，对每段根据OFDM子载波调制所需要的比特星座映射规则映射为复数符号。
7.如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是相邻的。
8.如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述OFDM系统的发送端，将OFDM中所有的数据子载波进行分组，每组子载波数为所述扩频码的长度，并且同一组中的子载波在频率上是分离的。
9.如权利要求1所述的方法，其特征在于在所述OFDM系统的接收端，对接收到的基带复数信号进行快速傅立叶变换之后，首先进行频域均衡处理，再用所述扩频码进行解扩处理。
10.如权利要求9所述的方法，其特征在于所述频域均衡处理可以采用OFDM系统使用的导频子载波方式，也可以采用CDMA系统中的FSm码字做导频信道来进行信道估计和补偿。
全文摘要
本发明公开了一种利用低相关码字改进OFDM系统同步性能的方法，属于移动通信技术领域。本发明中，在发送端进行OFDM调制之前，采用具有低干扰窗特性的扩频码对信息符号进行扩频；然后在接收端进行快速傅立叶变换之后用扩频码解扩出信息符号。本方法充分利用了特定扩频码的低干扰窗特性，有效克服了载波频率偏移、噪声等因素对OFDM系统同步性能的影响。
文档编号H04L27/26GK101039295SQ2006100598
公开日2007年9月19日 申请日期2006年3月15日 优先权日2006年3月15日
发明者张宇 申请人:方正通信技术有限公司