专利名称：使用解相关信号的多信道音频信号解码的制作方法
技术领域：
本发明涉及使用空间参数的多信道音频信号的编码，尤其涉及用于产生和使用解相关信号的新的改进的概念。
最近，多信道音频再现技术正变得越来越重要。考虑到具有5个或更多独立音频信道的多信道音频信号的有效传输，已经开发了几种压缩立体声信号或多信道信号的方法。用于多信道音频信号的参数编码(参数立体声(PS)，“双耳提示编码(BCC)”等)的最新的方法通过下混信号(可能是单声道或者包含几个信道)和参数补充信息表示多信道音频信号，参数补充信息也称作“空间提示”，表征其被感觉的空间声级。
多信道编码装置通常接收至少两个信道作为输入，以及输出一个或多个载波信道和参数数据。参数数据可以这样导出，使得在一个解码器中可以计算原始多信道信号的近似值。通常，载波信道(多信道)将会包括子带样本、频谱系数、时域样本等，其提供了基础信号的相对精细的表示，而参数数据并不包括频谱系数的这种样本，而是包括用于控制某一重建算法的控制参数。这种重建可以包含通过相乘、时移、频移、相移等进行加权。因此，参数数据只包括信号或相关信道的比较粗略的表示。
在许多出版物中描述过双耳提示编码(BCC)技术，例如“应用于立体声和多信道音频压缩的双耳提示编码(Binaural Cue Codingapplied to Stereo and Multi-Channel Audio Compression)”，其由C.Faller、F.Baumgarte于2002年5月在慕尼黑AES会议论文5574(AESconvention paper 5574)中发表，和2个ICASSP出版物“用于双耳提示编码的听觉空间提示的估计(Estimation of auditory spatial cues forbinaural cue coding)”，以及“双耳提示编码空间音频的通常和有效的表示(Binaural cue codinga normal and efficient representation ofspatial audio)”中，两者作者为C.Faller和F.Baumgarte，在Orlando，FL于2002年5月出版。
在BCC编码中，许多音频输入信道使用具有重叠窗口的基于DFT(离散傅立叶变换)的变换，变换为频谱表示。产生的均匀频谱接着被分成不重叠部分。每个部分有与等效矩形带宽(ERB)成比例的带宽。然后，称为ICLD(信道间级差)和ICTD(信道间时差)的空间参数对每个部分进行估计。ICLD参数描述了两个信道之间的级差，且ICTD参数描述了不同信道的两个信号之间的时差(相移)。这些级差和时差通常相对于参考信道而给予每个信道。在这些参数导出之后，参数被量化和最终编码而用于传输。
虽然ICLD和ICTD参数表示最重要的声源定位参数，但是使用这些参数的空间表示可通过引入另外的参数而增强。
一种相关的技术称为“参数立体声”描述基于传输的单声道信号还有参数补充信息的双信道立体声信号的参数编码。在上下文中介绍了3种类型的空间参数，称为信道间的强度差(IID)、信道间的相差(IPD)和信道间的相干(ICC)。具有相干参数(相关参数)的空间参数组的延伸能使声级的感觉空间“扩散”或空间“紧凑”参数化。参数立体声更详细地描述在下列文献中“立体声音频的参数编码(Parametric Coding of stereo audio)”，由J.Breebaart、S.van dePar、A.Kohlrausch、E.Schuijers发表在(2005)Eurasip，J.AppliedSignal Proc.9第1305-1322页；“低比特率的高音质参数空间音频编码(High-Quality Parametric Spatial Audio Coding at Low Bitrates)”，J.Breebaart、S.van de Par、A.Kohlrausch、E.Schuijers于2004年5月发表在柏林的AES第116次会议的预印本6072中；和“低复杂性参数立体声编码(Low Complexity Parametric Stereo Coding)”，由E.Schuijers、J.Breebaart、H.Purnhagen、J.Engdegard于2004年5月发表在柏林的AES第116次会议的预印本6073中。
本发明涉及音频信号的空间特性的参数编码。参数多信道音频解码器基于M个传输信道和另外的控制数据重建N个信道，其中N＞M。另外的控制数据表示显著低于传输全部N个信道的数据率，使编码非常有效同时保证至少与M个信道装置和N个信道装置的相容性。用于描述空间特性的典型参数是信道间的强度差(IID)、信道间的时差(ITD)和信道间的相干(ICC)。为了基于这些参数重建空间特性，需要一种根据IC参数能在两个或更多个信道之间重建正确的相关级的方法。这通过解相关方法完成，即该方法从传输的信号导出解相关信号以在某种上混过程中组合解相关信号和传输信号。用于基于传输信号、解相关信号和IID/ICC参数上混的方法在上面给出的参考文献中进行了描述。
有可用于产生解相关信号的几种方法。优选地，解相关信号有与原始输入信号相似或相等的时间和频谱包络。理想地，期望的是一种具有全通频率响应的线性时不变(LTI)函数。用于实现这个目的的一种明显的方法是通过使用恒定延迟。但是，使用延迟或任何其他的LTI全通函数将会造成在增加非处理信号后的非全通响应。在延迟的情况下，该结果将会是典型的梳状滤波器。该梳状滤波器时常发出不期望的“金属”声音，即使立体声加宽的作用有效，也会大大减少原始信号的自然性。恒定延迟和其他的现有技术方法不能产生不止一个解相关信号同时保持音质和相互解关联。
因此，重建的多信道音频信号的感觉音质强烈依赖于一种有效的概念，其允许从传输的信号中产生解相关信号，其中理想的是，解相关信号与从其导出该解相关信号的信号正交，即完全解相关。即使完全解相关信号可用，其中各信道相互解相关的多信道上混也不能使用单个解相关信号导出。在上混期间，重建的音频信道通过组合传输的信号和产生的解相关信号而产生，但是解相关信号混合到传输的信号中的程度典型由传输的空间音频参数(ICC)控制。因此，不能获得相互完全解相关的信号，因为每个重建的音频信道有一部分相同的解相关信号。
本发明的目的是提供一种用于产生高度解相关信号的更为有效的概念。
这个目的通过根据权利要求1所述的设备或根据权利要求15所述的方法而达到。
本发明是基于一种发现，即具有至少三个信道的多信道信号能被重建，使得重建的信道使用下混信号和由解相关器提供的一组解相关信号而至少部分地彼此解相关，该下混信号源自原始多信道信号，该解相关器从下混信号导出一组解相关信号，其中该组解相关信号内的解相关信号近似相互彼此正交，即，在信道对之间的正交关系满足正交性公差范围。
例如，正交性公差范围能从量化两个信号之间相关度的互相关系数导出。互相关系数1意味着完全相关，即两个相同信号。另一方面，互相关系数0意味着信号完全反相关或正交。因此，正交公差范围可以限定为从0到具体上限的相关系数的数值范围的区间。
因此，本发明涉及和提供一种解决办法，解决有效产生一个或多个正交信号同时保持脉冲特性和感觉的音频音质的问题。
在本发明的一个实施例中，IIR格型滤波器实施为具有从噪声序列导出的滤波器系数的一个解相关器，并在复值滤波器组或实值滤波器组中执行滤波。
在本发明的一个实施例中，用于重建多信道信号的方法包括通过使用一组格型IIR滤波器而产生几个正交或接近正交的信号的方法。
在本发明的另一实施例中，用于产生几个正交信号的方法具有一种方法用于选择滤波器系数而以感觉诱导方式取得正交性或逼近正交。
在本发明的另一实施例中，在重建多信道信号期间，一组格型IIR滤波器用在复值滤波器组内。
在本发明的另一实施例中，实现了一种用于产生一个或多个正交或接近正交信号的方法，其使用基于空间解码器中的格型结构的一个或多个全通IIR滤波器。
在本发明的另一实施例中，实现了上述描述的一个实施例，使得用于IIR过滤的滤波器系数是基于随机噪声序列的。
在本发明的另一实施例中，另外的时延被加到所用的滤波器。
在本发明的另一实施例中，过滤在滤波器组域中处理。
在本发明的另一实施例中，过滤在复值滤波器组中处理。
在本发明的另一实施例中，通过过滤产生的正交信号被混合以形成一组输出信号。
在本发明的另一实施例中，正交信号的混合依赖于还供给发明的解码器的数据的传输控制数据。
在本发明的另一实施例中，本发明的解码器或本发明的解码方法使用含有至少一个参数的控制数据，该参数指示产生的输出信号中的至少两个的期望的互相关。
在本发明的另一实施例中，5.1信道环绕信号通过使用本发明的概念导出四个解相关信号而从传输的单声道信号上混。单声道下混信号和四个解相关信号接着根据一些混合规则混合在一起以形成输出5.1信道信号。因此提供了一种可能性，以产生互解相关的输出信号，因为用于上混的信号即传输的单声道信号和四个产生的解相关信号主要由于它们的本发明的产生而解相关。
在本发明的另一实施例中，两个独立信道作为5.1信道信号的下混传输。在一种实施中，两个另外的互解相关信号使用本发明的概念导出以提供四个信道作为上混的基础，其几乎是完全解相关的。在上面描述的实施例的修改中，第三解相关信号从其它两个解相关信号导出并与其混合以提供另一可用于随后上混的解相关信号。使用这个特征，感觉音质可以对各信道更进一步提高，例如5.1环绕信号的中央信道。
在本发明的另一实施例中，五个音频信道从单声道传输信道上混，然后使用本发明的概念导出随后与五个前述的上混信道中的四个组合的四个解相关信号，允许产生五个主要互解相关的输出音频信道。
在本发明的另一实施例中，音频信号在应用基于本发明的IIR滤波器的滤波之前或之后延迟。延迟进一步提高产生的信号的解相关，且减少当混合产生的解相关信号和原始下混信号时的色化。
在本发明的另一实施例中，在(复调制的)滤波器组的子带域中执行产生解相关信号，其中由解相关器使用的滤波器参数使用为其导出解相关信号的滤波器组的具体滤波器组索引而导出。
在本发明的另一实施例中，解相关信号使用执行音频信号的格型IIR全通滤波的格型IIR滤波器导出。使用格型IIR滤波器主要有几个优点。这种滤波器响应的指数衰减是这种滤波器的固有特性，该滤波器优选为用于产生适当的解相关信号。此外，用于产生解相关信号的滤波器的期望的长衰减脉冲响应能通过使用格型滤波器结构以极端存储和计算有效(低复杂性)的方式获得。
在先前描述的一个实施例的修改中，使用的滤波器系数(反射系数)通过提供从噪音序列导出的滤波器系数给出。在这个修改中，反射系数基于子带的子带索引而被各个计算，其中格型滤波器用于导出解相关信号。
在本发明的一个实施例中，过滤的信号和未修改的输入信号通过混合矩阵D组合以形成一组输出信号。混合矩阵D限定输出信号的互相关，还有每个输出信号的能量。混合矩阵D的条目(权重)优选为时变和依赖于传输的控制数据。控制参数优选为含有在某些输出信号和/或具体的互相关参数之间的(期望的)级差。
在本发明的另一实施例中，本发明的音频解码器包含在音频接收器或者重放装置内以提高重建信号的感觉音质。
本发明的优选实施例随后通过下列附图进行了描述，其中
图1示出本发明的音频解码的概念的方框图；图2示出不实现本发明的概念的现有技术的解码器；图3示出根据本发明的5.1多信道音频解码器；图4示出根据本发明的另一5.1信道音频解码器；图5示出另一本发明的音频解码器；
图6示出本发明的多信道音频解码器的另一实施例；图7示意性示出解相关信号的产生；图8示出用于产生解相关信号所使用的格型IIR滤波器；图9示出具有本发明的音频解码器的接收器或音频播放器；以及图10示出具有本发明的音频解码器的接收器或重放装置的传输。
在下面描述的实施例中，仅仅例示了本发明的用于产生正交信号的高级方法的原理。可以理解的是，该配置的修改和变更和其中描述的细节对于本领域技术人员是显而易见的。因此，本发明的意图是只由所附专利的权利要求的范围所限制，而不是通过其中描述和解释的实施例方式表示的具体细节所限制。
图1例示了用于解相关的如在参数立体声或多信道系统中所使用的信号的本发明的设备。本发明的设备包括用于提供从输入信号102导出的多个正交解相关信号的装置101。提供的装置可以是基于IIR结构的一列格型解相关滤波器。输入信号102(x)可以是时域信号或诸如从复QMF组获得的子带域信号。由装置101输出的信号，y1-yN是产生的全部互正交或接近正交的解相关信号。
因为为了重建空间图像的感觉宽度而用于重建参数立体声或者参数多信道系统以减少两个或更多个信道间的相干性是很重要的，所以产生的解相关信号能用于产生多信道信号的最终上混。这能通过将原始信号(x)的过滤后的变形(h1(x))加到输出信道来实现。因此，使用N个不同滤波器减少N个信号间的相干性可以根据如下实现y1＝a*x+b*h1(x)y2＝a*x+b*h2(x)…yn＝a*x+b*hn(x)其中，x是原始信号，y1到yn是产生的输出信号，a和b是控制相干性量的增益因数，以及h1到hn是不同的解相关滤波器。在更为通常的情况下，可以将输出信号yi(i＝1…I)写做由输入信号x和由滤波器hn(j＝1…N)过滤的输入信号x的线性结合Y=y1···y3=Dxh1(x)···hN(x)]]>这里，混合矩阵D决定输出信号yi的互相关和输出级。
为了避免音色方面的变化，正在讨论的滤波器应该优选为全通特性。一种成功的方法是使用与人造混响处理的那些滤波器类似的全通滤波器。人造混响算法通常需要高时间的解决方法，以及时提供满意的扩散的脉冲响应。一种设计这种全通滤波器的方式是使用随机噪声序列作为脉冲响应。然后，滤波器可以很容易实现为FIR滤波器。为了取得在过滤的输出之间足够级别的独立性，FIR滤波器的脉冲响应应该相对长，因此需要相当大量的计算能力以执行卷积。全通IIR滤波器是用于该目的所优选的。当开始设计解相关滤波器时，IIR结构有一些优点a)对所有的自然交混通用的固有指数衰减是解相关滤波器所期望的。这是IIR滤波器的固有特性。
b)对于IIR滤波器的长衰减脉冲响应，对应的FIR滤波器通常就复杂性而言通常更贵且需要更多的存储器。
但是，IIR全通滤波器的设计不比随机噪声序列符合为系数矢量的FIR情况重要性小。当以多个解相关滤波器为目标时的设计约束也需要对所有的滤波器保持相同的衰减特性，同时提供每个滤波器输出的正交输出(即，服从互相关实质性低相关的滤波器脉冲响应)的能力。还作为必须达到的一种基本需求-稳定性。
本发明示出通过格型IIR滤波器结构产生多个正交全通滤波器的新颖的方法。该方法有几个优点a)复杂性比FIR滤波器低(给定了脉冲响应所需要的长度)。
b)稳定度约束很容易满足，因为当所有反射系数的绝对值小于1时可以自动获得。
c)多个正交的全通滤波器更容易设计，其具有基于随机噪声序列的相同的衰减特性。
d)与由于有限字长作用的量化误差对比的高稳健性。
虽然格型IIR滤波器的反射系数能基于随机噪声序列，但是为了更好的性能，那些系数也应该以更复杂的方式分类或通过非随机方法处理从而取得充分的正交性和其他的重要特性。直接的方法是产生多个随机反射系数矢量，其跟随有基于某些规则选择的具体的组，例如通常衰减包络、选定组的全部相互脉冲响应相关性的最小化等。
更具体地，可以从一大组随机噪声序列开始。这些序列中的每一个用作全通部分中的反射系数。随后，产生的全通部分的脉冲响应对每个随机噪声序列进行计算。最后，可以选择给出互相关脉冲响应的那些噪声序列。
在诸如复值QMF组的(复)滤波器组上以解相关算法为基础方面具有很大的优势。该滤波器组提供灵活性，允许解相关器的特性在一些方面频率可选，例如均化、衰减时间、脉冲密度和音色。指出的是，许多这些特性可以改变，同时保持全通特性。有很多的知识涉及引导这种格型IIR滤波器的设计的听觉感觉。一个重要的方面是脉冲响应的衰减包络的长度和形状。因为其在混合解相关信号和原始信号时将影响会获得何种梳状滤波器，所以对另外的预延迟、可选的频率相关的需要是很重要的。对于充分的脉冲密度，在格型滤波器中基于噪声的反射系数应当优选地对不同的滤波器组信道是不同的。为了更好的脉冲密度，分级延迟逼近可以用在滤波器组内。
图2示出分级解码结构以使用单个解相关信号的由随后的参数立体声框导出传输的单声道下混信号的多信道信号。通过简短回顾现有技术的方法，将会再一次激发了本发明解决的问题。图2中示出的1到3信道解码器110包含解相关器112、第一参数立体声上混器114和第二参数立体声上混器116。
单声道输入信号118输入到解相关器112以导出解相关信号120。只有解相关信号被导出。第一参数立体声上混器接收单声道下混信号118和解相关信号120作为输入。第一上混器114通过使用导向信号混合的相关参数126混合单声道下混信号118和解相关信号120，而导出中央信道122和组合信道124。
组合信道124接着输入到第二参数立体声上混器116，建立音频解码器的第二分级级别。第二参数立体声上混器116进一步接收解相关信号120作为输入，且通过混合组合信道124和解相关信号120导出左信道128和右信道130。
主要可行的是，当解相关器112能够导出与单声道下混信号118完全正交的解相关信号时，产生优选从组合信道124导出的中央信道122。当导向信息126指示上混时，几乎完全实现了解相关，其中每个上混信道主要具有来自解相关信号120或者来自单声道下混信号118的信号分量。但是，因为相同的解相关信号120接着用于导出左信道128和右信道130，因此很明显的是，这将会造成中央信道122和信道128或130的其中之一之间的剩余相关。
当检查极端情况时，这变得更为明显，其中完全解相关的左信道128和右信道130将会从假定与单声道下混信号完全正交的相关信号120中导出。在左信道128和右信道130之间的理想的解相关能够实现，当组合信道124保持有只在单声道下混信道118上的信息时，其同时意味着中央信道122主要包含解相关信号112。因此，解相关的左信道128和右信道130将会意味着信道的其中之一是主要包含关于解相关信号120上的信息，而其他信道会主要包含组合信号124，其接着与单声道下混信号118相同。因此，左边或右信道完全解相关的唯一方式迫使中央信道122和信道128或130的其中之一之间的几乎理想的相关。
这个最不想要的特性能通过应用本发明产生不同的和互正交的解相关信号的概念而成功避免。
图3示出本发明的多信道音频解码器400的一个实施例，其包含预解相关器矩阵401、解相关器402和混合矩阵403。本发明的解码器400表示1到5配置，其中五个音频信道和低频增强信道从单声道下混信号405和诸如ICC或ICLD参数的另外的空间控制数据导出。这些未在图3的规则草图中显示。单声道下混信号405输入到预解相关器矩阵401，其导出用作相关器402输入的四个中间信号406，该相关器通常包含四个本发明的解相关器h1-h4。这些在解相关器402的输出处提供四个互相正交的解相关信号408。
混合矩阵403接收四个互相正交的解相关信号408和由预解相关器矩阵401从单声道信号405导出的向下混合信号410作为输入。
混合矩阵403组合单声道信号410和四个解相关信号408以产生5.1输出信号412，其包含左前信道414a、左边环绕信道414b、右前信道414c、右边环绕信道414d、中央信道414e和低频增强信道414f。
重要的是注意，四个互正交的解相关信号408的产生使得具有导出至少部分解相关的5.1信道信号的五个信道的能力。在本发明的一个优选实施例中，这些是信道414a到414e。低频增强信道414f包含多信道信号的低频部分，其组合在所有的环绕414a到414e的单一低频信道中。
图4示出本发明的2到5解码器以从两个传输的信号中导出5.1信道环绕信号。
多信道音频解码器500包含预解相关器矩阵501、解相关器502和混合矩阵503。在2到5设置中，两个传输信道505a和505b输入到预解相关器矩阵，该预解相关器矩阵导出中间左信道506a、中间右信道506b和中间的中央信道506c以及来自发送信道505a和505b的两个中间信道506d，可选择地还使用另外的控制数据，例如ICC和ICLD参数。
中间信道506d用作解相关器502的输入，其导出两个互相正交或者接近正交的解相关信号，该信号与中间左信道506a、中间右信道506b和中间的中央信道506c一起输入到混合矩阵503。
混合矩阵503从前面提到的信号中导出最后5.1信道音频信号508，其中最后导出的音频信道与已经描述的由1到5音频解码器400导出的信道具有相同的优良特性。
图5示出本发明的另一实施例，其组合多信道音频解码器400和500的特征。多信道音频解码器600包含预解相关矩阵601、解相关器602和混合矩阵603。多信道音频解码器600是一种灵活的装置，其允许根据输入到预解相关器601的输入信号605的配置而以不同的模式运行。通常，预解相关器导出中间信号607，其用作解相关器602的输入和被部分传输和变换以建立输入参数608。输入参数608是输入到混合矩阵603的参数，该混合矩阵根据输入信道的配置导出输出信道配置610a或610b。
在1到5配置中，下混信号和可选择的剩余信号供给预解相关器矩阵，该矩阵导出用作解相关器的输入的四个中间信号(e1到e4)，该解相关器导出四个解相关信号(d1到d4)，该四个解相关信号与从输入信号导出的直接传输的信号m一起形成输入参数608。
可以注意到的是，在另外的剩余信号作为输入而供给的情况下，通常可在子带域中运行的解相关器602，可运行以传送剩余信号而不是导出解相关信号。这还可以选择的方式只在某些频带中进行。
在2到5配置中，输入信号605包含左信道、右信道和可选择的剩余信号。在该配置中，预解相关器的矩阵导出左信道、右信道和中央信道以及另外的两个中间信道(e1，e2)。因此，到混合矩阵603的输入参数由左信道、右信道、中央信道和两个解相关信号(d1和d2)形成。在另一修改中，预解相关器的矩阵可以导出另外的中间信号(e5)，其用作解相关器(D5)的输入，该解相关器的输出是从信号(e5)导出的解相关信号(d5)和解相关信号(d1和d2)的组合。在这种情况下，另外的解相关能在中央信道与左和右信道之间得到保证。
图6示出本发明的另一实施例，其中在进行上混处理之后，解相关信号与各自的音频信道结合。在这个可选的实施例中，单声道音频信道620由上混器624上混，其中该上混可以由另外的控制数据622控制。上混信道630包含彼此相关的五个音频信道，且通常称为干信道。最终的信道632能通过组合干信道630中的四个和解相关、互相正交的信号而导出。因此，可以提供五个信道，其至少部分地彼此解相关。相对于图3，这可以看作混合矩阵的特别情况。
图7示出用于提供解相关信号的本发明的解相关器700的方框图。解相关器700包含预延迟单元702和解相关单元704。
输入信号706输入到预延迟单元702用于将信号706延迟一个预定时间。来自预延迟单元702的输出连接到解相关单元704以导出解相关信号708作为解相关器700的输出。
在本发明的一个优选实施例中，解相关单元704包含格型IIR全通滤波器。在解相关器700的一种可选择的变化中，滤波器系数(反射系数)通过滤波器系数的提供单元710而输入到解相关单元704。当本发明的解相关器700在滤波器子带(例如，在QMF滤波器组内)内运行时，目前处理的子带信号的子带索引可以另外输入到解相关单元704。在那种情况下，在本发明的另一修改中，解相关单元704的不同的滤波器系数可以基于提供的子带索引而应用或计算。
图8示出优选用于产生解相关信号的格型IIR滤波器。
在图8中示出的IIR滤波器800接收音频信号802作为输入且导出输入信号的解相关变形作为输出804。使用IIR格型滤波器的一个很大的优势在于，该需要导出适当的解相关信号的指数衰减的脉冲响应的出现不带有附加成本，因为这是格型IIR滤波器的固有特性。可以注意到，有必要使绝对值比单元小的滤波器系数k(0)到k(M-1)达到滤波器需要的稳定性。另外，多个正交全通滤波器能基于格型IIR滤波器更容易设计，其是本发明的概念的从单输入信号导出多个解相关信号的一个主要优点，其中不同导出的解相关信号将几乎完全解相关或彼此正交。
关于全通格型滤波器的设计和特性的更多细节可以在SimonHaykin于2002年在Prentice-Hall的ISBN 0-13-090126-1发表的“适应性滤波器理论(Adaptive Filter Theory)”中找到。
图9示出本发明的接收器或音频播放器900，其具有本发明的音频解码器902、位流输入904和音频输出906。
位流可以在本发明的接收器/音频播放器900的输入904处输入。该位流接着由解码器902解码，且被解码的信号在本发明的接收器/音频播放器900的输出906处输出或播放。
图10示出包含发射机908和本发明的接收器900的传输系统。
在发射机908的输入接口910处的音频信号输入被编码且从发射机908的输出传递到接收器900的输入904。该接收器将音频信号解码，且在它的输出906上重放或输出音频信号。
本发明与使用空间参数的音频信号的多信道表示的编码有关。本发明教示用于解相关信号而降低输出信道间的相干性的新方法。毫无疑问，尽管用于产生多解相关信号的新概念在本发明的音频解码器方面是极具优势的，但是该本发明的概念还可以用于需要有效产生这种信号的其他技术领域中。
虽然本发明已经在正在执行单个上混步骤的上混多信道音频解码器中进行了详细说明，但是本发明当然可以包含在基于分级解码结构的音频解码器中，例如在图2中所示。
虽然先前描述的实施例大概描述了从下混信号的解相关信号的导出，但是毫无疑问，还有不止一个的音频信道可以用作解相关器的输入或者预相关矩阵，即下混信号可以包含不止一个的下混音频信道。
此外，从单个输入信号导出的解相关信号的数目基本不受限制，因为格型滤波器的滤波级能没有限制地改变，且因为可以找到一组新的滤波器系数，其导出与组内其他相关信号正交或主要正交的解相关信号。
根据本发明的方法的某些实施需求，本发明的方法可以在硬件或软件中实现。实施可以使用数字存储介质，具体为在其上存有电可读控制信号的硬盘、DVD或CD，其与可编程计算机系统合作从而执行本发明的方法。因此，本发明通常是具有在机器可读载体上存储陈许编码的计算机程序产品，当计算机程序产品在计算机上运行时，该程序编码可运行以执行本发明的方法。换句话说，因此，本发明的方法是具有当计算机程序在计算机上运行时执行至少一个本发明的方法的程序编码。
尽管，前面已经参考具体的实施例进行了具体的例示和描述，但是，本领域技术人员可以理解的是，可以在形式和细节上进行多种其他变化而不背离其精神和范围。可以理解的是，可以适应于不同实施例进行各种不同的变化而不背离这里公开并由所附的权利要求书包含的更宽的概念。
权利要求
1.一种多信道解码器(400；500；600)，用于使用从原始多信道信号导出的下混信号(405；505a，b；605；620)来产生多信道信号(412；508；610a；610b；630)的重建，所述多信道信号(412；508；610a；610b；630)的重建具有至少三个信道，该多信道解码器包含解相关器(402；502；602；700)，用于使用解相关规则来导出一组解相关信号，其中所述解相关规则是第一解相关信号和第二解相关信号使用所述下混信号(405；505a，b；605；620)导出，以及所述第一解相关信号和第二解相关信号在正交性公差范围内彼此正交；以及输出信道计算器(403；503；603)，用于使用所述下混信号(405；505a，b；605；620)、所述第一和第二解相关信号和上混信息来产生输出信道，使得所述至少三个信道至少部分地彼此解相关。
2.根据权利要求1所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述解相关规则是正交性公差范围包括当正交值0指示完全正交和正交值1指示完全相关时正交值＜0.5。
3.根据权利要求1或2所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述解码规则是所述第一和第二解相关信号的导出包含通过IIR滤波器过滤从下混信号(405；505a，b；605；620)中提取的音频信道(406；506；607)。
4.根据权利要求3所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述IIR滤波器是基于具有全通滤波器特性的格型结构的格型滤波器(704；800)。
5.根据权利要求3或4所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述IIR滤波器(800)具有第一加法器，在所述滤波器的前推预计通道中，用于将所述音频信道的实际部分与用第一权重因数加权的音频信道的先前部分相加；以及第二加法器，在所述滤波器的后推预计通道中，用于将所述音频信道的先前部分与用音频信号的第二权重因数加权的实际部分相加；以及其中所述第一和第二权重因数的绝对值相等。
6.根据权利要求5所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述IIR滤波器(704；800)可运行以使用从随机噪声序列导出的第一和第二权重参数。
7.根据前述权利要求中任一项所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述解相关规则是所述第一解相关信号和第二解相关信号使用所述下混信号(405；505a，b；605；620)的时延变形导出。
8.根据上述权利要求中任一项所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述解码规则是所述第一和第二解相关信号使用由实值或复值滤波器组从所述下混信号(405；505a，b；605；620)导出的一部分下混信号导出。
9.根据权利要求3到7之一所述的多信道解码器(400；500；600)，进一步包含信道分解器(401；501；601)，以使用导出规则来从所述下混信号(405；505a，b；605；620)导出所述音频信道。
10.根据权利要求9所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述导出规则是四个信道从所述下混信号(405；505a，b；605；620)导出，其中所述下混信号具有一个原始信道的信息。
11.根据权利要求9所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述导出规则是两个信道从所述下混信号(405；505a，b；605；620)导出，其中所述下混信号具有两个原始信道的信息。
12.根据上述权利要求中任一项所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述输出信道计算器可运行以从下混信号(405；505a，b；605；620)和四个解相关信号产生五个输出信道，所述下混信号具有一个音频信道的信息。
13.根据权利要求1到11之一所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述输出信道计算器可运行以从所述下混信号(405；505a，b；605；620)和两个解相关信号产生五个输出信道，所述下混信号具有两个音频信道的信息的信息。
14.根据上述权利要求中任一项所述的多信道解码器(400；500；600)，其中所述输出信道计算器(403；503；603)可运行以使用上混信息，所述上混信息包含至少一个参数，该参数指出第一和第二输出信道的期望相关。
15.一种使用从原始多信道信号导出的下混信号来产生多信道信号的重建的方法，所述多信道信号的重建具有至少三个信道，所述方法包括使用解相关规则导出一组解相关信号，其中所述解相关规则是第一解相关信号和第二解相关信号使用所述下混信号导出，以及所述第一解相关信号和第二解相关信号在正交性公差范围内彼此正交；以及使用所述下混信号、所述第一和第二解相关信号和上混信息产生输出信道，使得所述至少三个信道至少部分地彼此解相关。
16.一种重建的具有至少三个信道的多信道信号，所述重建的多信道信号使用从原始多信道信号中导出的下混信号和使用下混信号导出的第一解相关信号和第二解相关信号进行重建，其中所述第一解相关信号和第二解相关信号在正交性公差范围内彼此正交。
17.一种计算机可读的存储介质，在其上面存储有根据权利要求16所述的重建的多信道信号。
18.一种接收器或音频播放器，所述接收器或音频播放器具有根据权利要求1所述的多信道解码器(400；500；600)。
19.一种接收或音频播放的方法，所述方法具有用于根据权利要求15产生多信道信号的重建的方法。
20.一种计算机程序，用于当在计算机上运行时执行根据权利要求15或19中任一项所述的方法。
全文摘要
一种具有至少三个信道的多信道信号能被重建，使得重建的信道使用下混信号和由解相关器(101)提供的一组解相关信号而至少部分地彼此解相关，该下混信号从原始多信道信号导出，该解相关器从下混信号导出一组解相关信号，其中该组解相关信号内的解相关信号几乎彼此相互正交，即，在信道对之间的正交关系满足正交性公差范围。
文档编号G10L19/008GK101061751SQ200580022503
公开日2007年10月24日 申请日期2005年10月31日 优先权日2004年11月2日
发明者海科·普恩哈根, 约纳斯·恩德加德, 杰罗恩·布瑞巴特, 埃里克·舒伊杰尔斯 申请人:编码技术股份公司, 皇家飞利浦电子有限公司