专利名称：双更新率载波跟踪环路的制作方法
技术领域：
本发明是一个用来同时跟踪数据支路和导频支路的锁相环。涉及全球定位技术领域，尤 其是同时带有数据支路和导频支路的GPS和Galileo现代化信号接收机中的载波跟踪方法。 但不局限于全球定位技术，只要是同一个频率上同时发射两路信号， 一路上面有数据比特， 另一路上面没有数据比特，接收端都可用本发明进行载波的同步与测量，比传统方法提高稳 定性和精度。
背景技术：
在全球导航卫星系统(Global Navigation Satellite System, GNSS)接收机中，从载波跟踪环可 以获得载波观测值，其精度一般要比伪距测量值高几个数量级，所以在精度要求较高的应用 中发挥重要作用。而且还可以利用载波跟踪环跟踪动态来辅助码环，或者用载波观测值来平 滑伪距。因此对于导航接收机而言，载波跟踪环的精度和抗动态性设计都非常重要。
图l给出了一个普通的载波跟踪环路的构成框图。在传统的GNSS接收机中所使用的载 波跟踪环的组成都可以归纳为这几部分相干积分器、鉴相器、环路滤波器、以及数控振荡 器(NCO)。
如果输入信号没有调制数据比特，那么载波相位是连续的，可以使用锁相环PLL来跟踪 其相位。PLL所使用的鉴相器称为相干鉴相器。当输入信号上调有数据比特，载波相位将不 定期发生180度跳变，此时不能使用PLL进行跟踪，而要改为使用对这种跳变不敏感的Costas 环，其与PLL的区别就在于所使用的鉴相器改为了 Costas鉴相器。
使用Costas环跟踪数据支路，鉴相器的输出为
f必
瓶=
(1)
载波相位跟踪误差方差(单位弧度2)为
c/见
(2)
而使用PLL跟踪导频支路，鉴相器的输出为
载波相位跟踪误差方差(单位弧度2)为
其中A是环路带宽，单位是Hz; rrf、 ？；分别是数据支路和导频支路的相干积分时间长度，
单位是秒；C/7V。是载噪比，即信号功率与噪声的功率谱密度的比值，单位是Hz。 Costas鉴相器虽然对相位翻转不敏感，但其线性范围窄，跟踪噪声大。 GNSS的传统信号上都是调制有数据比特的，这就使得过去一直只能使用Costas环来跟
踪信号。为了改善载波跟踪性能，GNSS现代化的所有信号都分配出一半的功率用来发射导
频(Pilot)信号，在此之上没有调制数据比特。例如GPS的L5信号，导频支路与数据支路正交；
而Galileo的E1信号，导频支路与数据支路同相，但通过采用不同的扩频码来区分。
由于导频信号没有调制电文，可以使用纯PLL取代Costas环，提高了环路的跟踪门限，
增加了环路的抗动态性，提取的载波精度也进一步提高。
仅使用PLL跟踪导频支路并没有充分利用到信号所提供的信息。导频信号只占总功率的
一半，单独跟踪之则没有利用到数据支路的信息，不仅会造成3dB功率损失，并且导频支路
与数据支路的传播路径完全相同，二者的测量值高度相关，因此用导频/数据支路提供的信息
联合跟踪载波可以进一步提高载波跟踪环的跟踪性能。
主要有三个现有技术，其中现有技术1可被看作是数据融合在鉴相器外部进行，现有技
术2是针对现有技术1的一个缺点进行的改进，现有技术3可被看作是数据融合在鉴相器里进行。
图1是只有一个支路的情况下的跟踪环构成。当跟踪环要同时跟踪两个支路的信号时， 图l的结构就要发生改变。图2给出了三种可能的改变方式。
如图(a)，可以数据支路与导频支路使用各自的相干积分器，使用各自的鉴相器，在鉴相 器输出处进行融合，此后部分与传统方法相同。
如图(b)，可以数据支路与导频支路使用各自的相干积分器，将输出值送入鉴相器里进行 融合，此后部分与传统方法相同。
如图(c)，可以数据支路与导频支路使用各自的相干积分器，使用各自的鉴相器，在环路 滤波器中进行融合，滤波器输出送入NCO。
使用数据支路和导频支路的信号一起进行载波跟踪的思路在美国MITRE公司的J. Hegarty 1999年的报告"Evaluation of the proposed signal structure for the new civil GPS signal at
1176.45MHz"中最早被提出，该文献同时给出了一个两支路融合的方法——最优线性组合方 法。
最优线性组合方法只是简单的将两个支路的信号在各自的鉴相器输出处进行加权融合， 权系数的选取准则是令总的误差方差最小。将两个鉴相器的输出进行加权后送入环路滤波器。 即
# = (5)
其中加权系数a和/ 为
最优线性组合方法确实利用了两路信息之间的相关性，使用了全部信号功率，提高了载 波的跟踪精度，对应图2中(a)情况，其存在一些缺点-
(1) 在两个鉴相器的输出进行相加融合，忽略了两个输出值对热噪声及动态的抵抗能力 不同这样一个事实。在相同的相干积分时间长度下，PLL的热噪声跟踪门限(即仅考虑热噪 声影响的情况下，环境载噪比低于该门限的时候环路以一定概率失锁)比Costas环要低6dB。 而且PLL的鉴相器线性范围几乎是Costas鉴相器的2倍。在信噪比较低、动态较大的条件下， 数据支路的Costas鉴相器的输出，即公式(l)的结果可能已经超过了鉴相器的线性范围，造成 其偏离真实值过大，再与导频支路的PLL鉴相器输出进行融合，虽然PLL鉴相器输出仍然是 正确的，但将导致总的结果被污染。最终跟踪环发生失锁或跟踪性能急剧恶化。因此，鉴相 器总的性能被整个环节里性能最差的一个部件——Costas鉴相器所拖累。
(2) 这种融合要求两个相干积分器报出结果的速率相同，均等于环路的更新速率。即使 两个相干积分器的积分时间长度不同，环路更新速率也要由其中最长的一个来决定。由跟踪 环的基本原理可知，环路的更新速率如果较慢，则环路的动态性能将会下降；而为了动态性 能提高而将环路更新速率变快，就同时意味着相干积分时间变短，即式(2)中的7J变小，导致 Costas环的跟踪误差变大。这种方法并没有很好地考虑到如何在抗动态和抗热噪声之间做一 个优化的设计。
0. Julien等人在2004年Proceedings oflnstitute of Navigation GNSS Conference上发表的会 议论文"A new multipath and noise mitigation technique using data/data-less navigation signals" 以及O. Julien在2005年Proceedings oflnstitute of Navigation GNSS Conference上发表的会议 论文"Carrier-phase tracking of foture data/pilot signals"针对最优线性组合方法作出了改进。
改进的方法仅在公式(1)与公式(3)的值相差不大时使用公式(5)的结果作为总鉴相结果送入环 路滤波器，否则就仅使用公式(3)的值作为鉴相结果。
这个改进方法解决了导频支路可能被数据支路污染这个问题。但它的解决手段是丢弃有
可能出问题的鉴相结果。这样一来在低信噪比或者高动态情况下，绝大多数的Costas鉴相器 输出结果都可能被丢弃，对于每一次丢弃，环路的性能都会退化到仅使用PLL来跟踪导频支 路的状况。因此这种方法其实并没有很理想地解决最优线性组合方法的第一个缺点。而对于 最优线性组合方法的第二个缺点，在本发明之前还未有相关解决方法被提及。
D. Wang等人在2004年Proceedings of Institute of Navigation GNSS Conference上发表的会 议论文"Optimum tracking loop designed for the new L2 civil signal based on ML estimation"针 对GPS现代化信号中的L2民用信号的结构提出了基于极大似然方法的跟踪环路。在这个环 路中，导频支路与数据支路的融合在鉴相器内部进行。对应图2中(b)情况。
这种方法给出了一个新的鉴相器表达式
^ = ~~, 込 r + tanh
2" 、fl (7)
在信噪比比较高的环境下，双曲正切函数tanh()可以被符号函数sign()近似。此时该方法等 同于最优线性组合方法。
基于极大似然方法的跟踪环路理论上抗噪声性能略优于最优线性组合方法，其对载波相 位的估计可以达到极大似然意义下的最优。但其缺点在于计算复杂，同时仍没有避免最优线 性组合方法的那些缺点。
发明内容
本发明设计的应用背景是GNSS现代化信号的载波跟踪，但并不拘泥于此。事实上只要 是随着数据支路发射一路导频，而且二者所经受的动态影响相同的接收机，均可以使用这种 技术来改善载波跟踪的性能。
本发明虽然同样关注于通过数据支路与导频支路的融合来改进载波跟踪的精度，但解决 方法不同于上述现有技术，也不是对某一上述技术的改进。本发明应属于图2中(c)情况的一 种融合方法。在这一部分将详细说明本发明的技术方案。
下面首先从原理上描述这种双更新率锁相环路。之后给出一种可能的设计实例。
在载波跟踪环里，所谓跟踪，就是让本地数控振荡器NCO产生的本地载波的相位和频率 能够实时与输入的信号保持同步。这一过程是通过估计输入信号的载波相位、频率多普勒、 多普勒变化率等参数来完成的。
本发明利用了数据支路和导频支路各自所使用的鉴相器不同这一特点。两个支路的鉴相 器输出结果以两种不同的速率去更新环路。从式(2)可见，Costas环的抗热噪声性能对相干积 分时间长度敏感，也即增加数据支路的相干积分时间7;可以减小Costas环的平方损失，从而 改善Costas环在热噪声中的跟踪精度。由公式(4)可见，PLL的抗热噪声性能对相干积分时间
长度不敏感，也即增加导频支路的相干积分时间7;不能提高整个PLL在热噪声中的跟踪精 度，但减小？；可以提高环路的更新速率，提高环路的反应速度，增强环路的抗动态性能。 利用这一特点，本发明中导频支路使用式(3)形式的相干鉴相器，使用短相干积分时间7;。
t;长度的选取要满足在两次环路更新之间频率多普勒近似保持不变。同时数据支路使用式(i)
形式的Costas鉴相器，使用长相干积分时间7;二M.7;。其中M是大于等于1，小于200的 整数。《长度的选取要在满足积分过程不会跨越两个数据比特以避免在积分过程中由于比特 翻转造成积分能量损失的条件下尽可能长。与之前所有方法不同，本发明中的这个环路的总 更新速率取短相干积分时间7;而不是7;。也即导频支路的相干鉴相器在每一次环路更新时就 报出一个鉴相结果，而数据支路的Costas鉴相器每隔M次环路更新才报出一个结果，在其他 时间数据之路的相干积分器一直在进行积分运算。
本发明的特征在于，含有数据支路第一相干积分器和数据支路第二相干积分器，Costas 鉴相器，导频支路第一相干积分器和导频支路第二相干积分器，相干鉴相器，环路滤波器， 数控振荡器NCO以及控制部件，其中
数据支路第一相干积分器和数据支路第二相干积分器各自的数据码输入端依次分别经过 数据支路第一乘法器和数据支路第二乘法器后，共同与跟踪环的数据支路IF信号输出端相连， 由跟踪环向所述两个数据支路相干积分器输入扩频码已剥离的数据支路IF信号；所述两个数 据支路相干积分器的数据支路积分清零控制信号输入相连后直接与控制部件的控制信号(1)
的输出端相连，控制所述两个数据支路相干积分器的相干积分时间rrf;
导频支路第一相干积分器和导频支路第二相干积分器，各自的导频码输入端依次分别经 过导频支路第一乘法器和导频支路第二乘法器后共同与所述跟踪环的导频支路IF信号输出端 相连，由跟踪环向所述两个导频支路相干积分器输入扩频码已剥离的导频支路IF信号，所述 两个导频支路相干积分器的积分清零控制信号输入端相连后直接与所述控制部件的控制信号
(2)的输出端相连，控制所述两个导频支路相干积分器的相干积分时间j;;所述两个数据 支路相干积分器的相干积分时间rrf与两个导频支路相干积分器的相干积分时间t;存在以下
关系
7;=似.7;，其中M是大于1小于200的整数，Costas鉴相器共有两个数据信号输入端，分别接收所述数据支路第一相干积分器输出的
数据码积分值厶、以及数据支路第二相干积分器输出的数据码积分值a ，
Costas鉴相器的输出为<formula>formula see original document page 11</formula>Costas鉴相器的载波相位跟踪误差方差为
<formula>formula see original document page 11</formula>
弧度2，
其中，^是环路带宽，单位为Hz，
《、7;分别是数据支路和导频支路的相干积分时间长度，单位是秒， C/W。是载噪比，即信号功率与噪声的功率谱密度的比值，单位是Hz; 相干鉴相器是锁相环PLL使用的鉴相器，共有两个导频信号输入端分别从所述两个导 频支路相干积分器输入经过相干积分后的导频码积分值/p和Qp ; 相干鉴相器的输出为
乂 =
相干鉴相器的载波相位跟踪误差方差为
弧度:
各符号的意义同上；
环路滤波器，含有六个放大器C4u)、 C412)、 C421)、 C422)、 C431)、 C432)增益分别为 《u、《12、 iC21、《22、《31、《32， CMOS电子开关(&)、 (&)禾B (&)，两个延迟单元(Z「1)、 (Z2-,)，以及三个加法器(A)、 CD2)、 CD3)，其中
电子开关(&)、 (&)、 (&)每隔rj寸间同步闭合一次，闭合受所述控制器的控制信号(i) 控制，闭合持续时间为？；，开启受控制信号(2)控制；电子开关(&)、 (&)、 (s3)的数据
信号输入端分别与放大增益为《21、《u、《31的放大器输出端相连，而电子开关(&)、 (&)、 (&)的数据信号输出端分别送往加法器(D2)、 (D3)、 (DO的第一输入端；
放大增益为《12、 &2、《32的放大器输出端分别与加法器(Z 3)、 CD2)、 (A)的第二输入 端相连，而放大增益为《12、 K22、《32的放大器输入端互相连接后直接与所述相干鉴相器的输
出端相连；
延迟单元(z「O、 (z2—。的延迟时间为导频支路相干积分时间7;，其中，延迟单元(z广)
的输入端同时与加法器(DD的输出端和加法器(Z)2)的第三输入端相连，而延迟单元(Z,一1) 的输出端与加法器(。2)的第三输入端相连；延迟单元(Z2—。的输出端和加法器(",)的 第三输入端相连，而延迟单元(Z,—。的输入端同时与加法器(D2)的输出端和加法器(D3) 的第三输入端相连；
CMOS电子开关(&)、 (&)、 (&)共同受控制信号(i)和控制信号(2)控制，每隔r, 秒同步闭合一次，每次闭合持续7;秒；
当环路滤波器中的放大器的增益采用实时更新方法时，所述环路滤波器中的放大器的增 益取值《n、《12、《21、《22、《31、《32由矩阵K决定
矩阵K-
<formula>formula see original document page 12</formula>当环路滤波器中的放大器的增益每一次更新时，矩阵K由下式求出:
<formula>formula see original document page 12</formula>其中
矩阵P-A P一-P,Cr(CP—Cf+R)— CP一 A、Q，矩阵&—为上一次更新时的矩
阵P的值，
初始时，矩阵P,一-
其中《是载波相位初始估计值的方差、(^是频率多普勒初始估计值的方差、《是多普 勒变化率初始估计值的方差，<formula>formula see original document page 12</formula>
在静态，C/iV。 〉10"Hz的环境， —0
<formula>formula see original document page 12</formula>
矩阵C和矩阵R由下式算出
当控制信号(1)和控制信号(2)同时存在且同时到达时则数据支路的Costas鉴相器有
效，则:<formula>formula see original document page 13</formula>
当只存在控制信号(2)，此时数据支路的Costas鉴相器无效，贝廿
<formula>formula see original document page 13</formula>，
数控振荡器输入端与所述环路滤波器的输出端相连，该数控振荡器的余弦信号输出端分 别与数据支路中的第一乘法器和导频支路中的第二乘法器的第二个输入端相连，而正弦信号 输出端分别与数据支路中第二乘法器和导频支路中的第一乘法器的第二输入端相连。 当所述环路滤波器中的放大器的增益使用稳态值时，根据以下两种情况分别计算 当数据支路Costas鉴相器无效即不起作用下 矩阵K = PCF (CPCf + R)—1 ， 其中，P = A(P-PCr(CPCr+R)_1CP、Ar+Q，
<formula>formula see original document page 13</formula>
当数据支路的鉴相器有效时，
所述矩阵K用k表示，k由下式算出
其中，f = A(P-P6r(CP^r+R)-1eP)Ar+Q ，
<formula>formula see original document page 13</formula><formula>formula see original document page 14</formula>
这样的环路更新方式有两个优点
(1) 总更新速率取两个支路相干积分时间中小的那个，提高环路的更新速率，提高环路
的反应速度，增强环路的抗动态性能。同时保证导频支路的PLL抗热噪声性能近似保持不变。
(2) 数据支路使用更长时间的相干积分可以减轻平方损失。同时，由导频支路以小更新 间隔调整环路，使得数据支路的积分过程受动态的影响变小。同时改善了数据支路Costas环 的抗热噪声性能和抗动态性能。
图1是现有的载波跟踪环路。
图2是数据支路和导频支路融合的可选位置。其中图(a)是在鉴相器输出处融合；图(b) 是在鉴相器内部融合；图(c)是在环路滤波器中融合。 图3是双更新率锁相环路的基本结构。 图4是用于本发明的环路滤波器结构图。 图5是本发明的双更新率载波跟踪环路。
图6是本发明的双更新率载波跟踪环路中各部分的工作状态示意图。 图7是待跟踪信号的频率多普勒。
图8是50dB.Hz ， 7; = 0.4脂，Trf = 20ms的双更新率锁相环的相位跟踪误差。 图9是50dB.Hz ， 0.4ms更新速率的最优线性组合方法的相位跟踪误差。 图10是50dB.Hz， 20ms更新速率，最优线性组合方法的相位跟踪误差。 图11是三种方法在不同载噪比环境下的相位跟踪误差的标准差。其中标有'o'的曲线 是本发明提出的双更新率载波跟踪环路当7; =0.4ms ， & =20附5时的相位跟踪误差标准差随 载噪比环境的变化；标有"△"的曲线是最优线性组合方法在环路更新速率为0.4ms时的相 位跟踪误差标准差随载噪比环境的变化；标有"众"的曲线是最优线性组合方法在环路更新 速率为20ms时的相位跟踪误差标准差随载噪比环境的变化。
具体实施例方式
对于卫星定位的接收机而言，处理的都是扩频信号，因此数据支路和导频支路上都调制 有扩频码。由于在接收机设计中，扩频码跟踪环与载波跟踪环的工作相对独立，这里可以假
定扩频码已经被很好地从信号上剥离，数据支路的IF信号上只有载波和数据比特，导频支路 的IF信号上只有载波。
另外，针对不同信号中数据支路与导频支路的相位相对关系，NCO的输出可能会有所不 同。如果导频支路与数据支路载波相位正交，则NCO送到两个相干积分器中的本地复现载波 之间需要有90度的相移。也有一些信号的数据支路和导频支路是同相的，只通过使用不同的 扩频码来分开，
图3中的Costas鉴相器和相干鉴相器均有多种实现形式，可在实际设计时选取。
两个相干积分器使用不同的积分长度，分别由两个积分清零控制信号来控制。其中较短 的一个同时控制环路的更新。这是有别于其它载波跟踪环的一点。
本发明中使用了一种创新的环路滤波器。对于三阶环而言，它含有六个放大器，增益分 别为^,A^,u，A"A^,》^。环路滤波器结构如图4所示。
图4中，标有z—'的部件表示延迟单元。其延迟时间为导频支路相干积分时间7;，也即环 路的更新步长。图中的3个开关每 ;间隔闭合一次，闭合持续时间为7;。闭合发生在数据支 路的一次相干积分完成，Costas鉴相器输出有效时，也即此时Costas鉴相器的输出值参与环 路滤波，其余各次环路更新时仅使用相干鉴相器的输出参与滤波。
环路滤波器的6个放大器的增益有两种获得方法， 一是随着环路的每一次更新而实时更 新的，二是采用其稳态值。
对于第一种方法，其更新步骤如下
(1) 在初始化期间，给定矩阵P的初值。
(2) 初始化期间给定矩阵A、 Q。其中
01
001
是载波离散动态方程
1
A"=0i+0
0010
(9)
的状态转移矩阵。A、叫、^分别对应载波相位、频率多普勒、多普勒变化率。
a ^:r是扰动项，用来反映动态给载波变化带来的不确定性。其中^是零均值白
噪声过程。有
15
<formula>formula see original document page 16</formula>(l)
(3) 在步骤(1)和(2)完成之后环路开始更新。
(4) 每一次环路更新进行如下矩阵运算
<formula>formula see original document page 16</formula>
(11)
其中，如果此次数据支路的鉴相器有结果输出，则
<formula>formula see original document page 16</formula>(14)
关于环路滤波器的更新步骤(1) 一 (5)，有几点说明
(1) 步骤(1) — (5)的更新过程实际是将载波跟踪环与一个Kalman滤波器等价起来。 状态空间模型的状态方程由式(9)描述。观测方程的观测矩阵由C来描述。Q和R分别对应状 态扰动的协方差矩阵和观测噪声的协方差矩阵。釆用Kalman滤波形式来更新滤波器中的放 大器增益使得环路对载波相位、频率多普勒、频率变化率的估计是最优的。
(2) 步骤(1)中矩阵P的初值代表载波相位、频率多普勒、多普勒变化率初始估计的 方差，如果实际中无法统计，可用
(15)
1
代替。其中y可取得较大。具体数值可在设计时由计算机仿真确定。
(3)步骤(2)中的矩阵Q，以及步骤(4)中的载噪比估计值C/iV。的选取取决于环路 工作环境的先验信息。在先验信息不足的情况下可以选取典型值。例如静态，热噪声强度适 中的环境，可选择
.0 _ Q= 0
0.01
和C/7V。^35dB.Hz-10"Hz。当跟踪环用于动态较高，噪声较强的环境，推荐在物理环境中 使用之前，先通过计算机仿真来确定Q和C/W。合适的取值。
环路滤波器的六个放大器的增益值实时更新的计算量过大，而且随着更新次数增加，这 些放大器的增益取值趋于不变。为了节约计算量，可以固定使用稳态时的取值作为环路滤波 器中的放大器的固定增益，在环路工作中保持不变。这样可能会使跟踪性能略有下降，但性 能下降的程度很小。
在本发明中，由于矩阵C和R是时变的，因此当滤波器中的六个放大器的增益达到稳态 时也不是保持恒定的，而是成锯齿状，以 ；=7\^;为周期。因此需要使用两套增益值，针对 数据支路鉴相结果有效和无效两种情况。
对于这种方法，稳态值计算过程如下
(1) 给定矩阵A、 Q。方法与环路滤波器的放大器增益实时更新时相同。
(2) 令
' — 0—
C =
R =
0 0
o
0
1
(16)
求解如下Riccati方程
P = A(P-PCr(CPCr+R)_1CP)Ar+Q (17)
得到P。已有Riccati方程的多种求解方法，可使用数值方法，或使用计算机递推求解直到相 邻两次结果的差别足够小。
(3)利用下式计算f :
<formula>formula see original document page 18</formula>(18)
其中
<formula>formula see original document page 18</formula>(19)
(4)利用下面两式计算K、 K
<formula>formula see original document page 18</formula>(20)
(5)当数据支路的鉴相结果起作用时，环路滤波器的六个放大器增益取矩阵k中的相应 元素，当数据支路的鉴相结果不起作用时，环路滤波器的六个放大器增益取矩阵K中的相应 元素。对应顺序同式(14)。
用一个实例说明本发明的工作流程。图5给出了双更新率锁相环的实现框图。其中码跟 踪环的部分中与本发明无直接关系的部分被省略，例如码环鉴相器、码环滤波器、超前-滞后 相关器等等部件，这样可以集中关注载波跟踪环的部分。
这个实例所处理的信号在数据支路和导频支路上分别乘了不同的扩频码，并且两个支路 的相位相差90度。假定此时扩频码已经同步，在信号与本地的扩频码PRN1和PRN2相乘之 后，被送入载波跟踪环。
数据支路和导频支路的相干积分器分别由控制模块产生的控制信号1和控制信号2来设 置清零时间。控制信号1和控制信号2同时控制环路滤波器在不同时刻使用不同的环路更新 方式(对于系数使用稳态值的情况而言，是控制滤波器使用不同的系数)。
图6给出了在控制信号1和控制信号2的控制之下，环路中各部分的工作状态。控制信 号2每隔7;时间触发一次。在其控制下，导频支路的相干积分长度为j;。当导频支路一次相 干积分完成后，相干鉴相器开始使用此次的相干积分结果利用式(3)进行计算。鉴相器输出结
果计算完成后，该结果在下次导频支路相干积分完成前保持有效。控制信号i每隔 ； =m-t;
时间触发一次。在其控制下，数据支路的相干积分长度为K。在图6实例中，M = 5。当数据支路一次相干积分完成后，Costas鉴相器开始使用此次的相干积分结果利用式(l)进行计算。
鉴相器输出结果计算完成后，该结果在下次导频支路相干积分完成前保持有效。
在控制信号1和控制信号2的控制下，环路滤波器进行放大器增益值的更新。增益值的 更新方案有两种。
方案A为矩阵C、 R选取式(12)形式，滤波器内六个放大器的增益值计算使用式(ll)。 (对于滤波器使用稳态增益的情况，此时放大器的增益值取K中元素)
方案B为矩阵C、 R选取式(13)形式，滤波器内六个放大器的增益值计算使用式(ll)。 (对于滤波器使用稳态增益的情况，此时放大器的增益值取K中元素)
如果控制信号1和控制信号2同时触发，指示此次数据支路的Costas鉴相器有结果输出， 在这一更新间隔内将同时得到数据支路和导频支路的鉴相结果。此时环路滤波器的放大器增 益值更新采用方案A。环路滤波器中的开关闭合。如果控制信号2触发但控制信号1未触发， 指示此次数据支路的Costas鉴相器没有结果输出，在这一更新间隔内将只能得到导频支路的 鉴相结果。此时环路滤波器的放大器增益值更新采用方案B。环路滤波器中的开关打开。
在滤波器的放大器增益值更新完成之后，使用环路滤波器对本次的鉴相器结果进行滤波， 滤波后的结果更新NCO，从而完成一次环路更新。
下面这个实例为了证明本发明的优点而给出。以GPS L2频点上的现代化民用信号L2C 的跟踪为例。该信号的数据支路和导频支路是同相的，乘有不同的扩频码，并通过时分复用 合并为一路信号。利用信号仿真器，我们产生了不同环境下的GPS L2民用信号，包括低载 噪比、高载噪比、高动态、无动态的情况。之后使用本发明的双更新率锁相环与最优线性组 合方法跟踪同一段信号，从抗热噪声和抗动态两个方面比较跟踪的结果。
公平起见，测试中双更新率锁相环与最优线性组合方法中的环路都使用Kalman滤波器形 式进行处理。且外部环境的先验信息诸如Q和C/iV。均相同。
测试对象为一个7;=0.4/^， &=20 的双更新率锁相环与一个环路更新速率为0.4ms 的最优线性组合方法中的环路，以及一个环路更新速率为20ms的最优线性组合方法中的环 路。测试分为动态测试和静态测试两组。 (1)动态测试
动态测试主要测试三种环路在高信噪比和低信噪比情况下的抗动态性能。信号仿真器模 拟接收机与卫星之间做相对的大动态运动时所接收到的信号，其中，在最初的1秒里，接收 机相对与卫星静止。此后的1秒，接收机正对卫星，做加速度10g的匀加速直线运动。此后 的1秒，加速度突变为零，接收机做匀速直线运动。此后的1秒，加速度突变为-10g，接收
机正对卫星，做匀减速直线运动。
待跟踪信号的频率多普勒如图7所示。当环境的载噪比为50dB.Hz时，rp=0.4w" 7^=20柳的双更新率锁相环的相位跟踪误差如图8所示。图9和图10分别给出了此时 0.4ms更新速率的最优线性组合方法以及20ms更新速率的最优线性组合方法的相位跟踪误 差。对比可以发现，20ms更新速率的最优线性组合方法由于环路更新速度过慢，在接收机做 匀加速和匀减速运动时，跟踪误差会很大，尤其在加速度发生突变的点上，会产生很大的过 冲。这在实际应用中很可能造成失锁。由于双更新率锁相环的更新速率与0.4ms更新速率的 最优线性组合方法相同，因此二者在抗动态性能上十分接近，在高动态情况下均能良好跟踪。 (2)静态测试
静态测试用于说明双更新率锁相环的抗噪声性能。信号仿真器模拟接收机相对与卫星静 止时接收到的信号。在不同的载噪比环境下用三种方法进行跟踪，每一种环境跟踪1000次， 统计相位跟踪误差的标准差。测试结果如图11所示。从图中可以看到，双更新率锁相环抗 噪声性能要优于0.4ms更新速率的最优线性组合方法，尤其在载噪比低于30dB-Hz时优势更 为明显。这是由于双更新率锁相环虽然与0.4ms更新速率的最优线性组合方法更新速率相同， 但数据支路采用更长的相干积分时间，使得平方损失更小。
通过本实例可以看到，双更新率锁相环获得了短相干积分的最优线性组合方法的抗动态 优势，并且抗噪声性能要优于短相干积分的最优线性组合方法，尤其在载噪比较低的环境下。 本发明可用于低信噪比、高动态环境下GNSS现代化信号例如GPS L2C、 L5， Galileo El等 信号的载波跟踪。而且本发明不局限于全球定位技术，也可用在其它带有导频支路的接收机 中以提高载波跟踪的稳定性和精度。
权利要求
1.双更新率载波跟踪环路，其特征在于，含有数据支路第一相干积分器和数据支路第二相干积分器，Costas鉴相器，导频支路第一相干积分器和导频支路第二相干积分器，相干鉴相器，环路滤波器，数控振荡器NCO以及控制部件，其中数据支路第一相干积分器和数据支路第二相干积分器各自的数据码输入端依次分别经过数据支路第一乘法器和数据支路第二乘法器后，共同与跟踪环的数据支路IF信号输出端相连，由跟踪环向所述两个数据支路相干积分器输入扩频码已剥离的数据支路IF信号；所述两个数据支路相干积分器的数据支路积分清零控制信号输入相连后直接与控制部件的控制信号(1)的输出端相连，控制所述两个数据支路相干积分器的相干积分时间Td；导频支路第一相干积分器和导频支路第二相干积分器，各自的导频码输入端依次分别经过导频支路第一乘法器和导频支路第二乘法器后共同与所述跟踪环的导频支路IF信号输出端相连，由跟踪环向所述两个导频支路相干积分器输入扩频码已剥离的导频支路IF信号，所述两个导频支路相干积分器的积分清零控制信号输入端相连后直接与所述控制部件的控制信号(2)的输出端相连，控制所述两个导频支路相干积分器的相干积分时间Tp；所述两个数据支路相干积分器的相干积分时间Td与两个导频支路相干积分器的相干积分时间Tp存在以下关系Td＝M·Tp，其中M是大于1小于200的整数，Costas鉴相器共有两个数据信号输入端，分别接收所述数据支路第一相干积分器输出的数据码积分值Id、以及数据支路第二相干积分器输出的数据码积分值Qd，Costas鉴相器的输出为
2.根据权利要求1所述的双更新率载波跟踪环，其特征在于，当所述环路滤波器中的放 大器的增益使用稳态值时，根据以下两种情况分别计算 当数据支路Costas鉴相器无效即不起作用下 矩阵K-PC"CPC5+R广， 其中，P = A(P — PCr(CPCr+R)_1CP)Ar+Q ，<formula>formula see original document page 5</formula>当数据支路的鉴相器有效时，所述矩阵K用化表示，k由下式算出其中，f = A(P_Per(CTCr+R)—'CP)Ar+Q ，<formula>formula see original document page 5</formula>
全文摘要
双更新率载波跟踪环属于全球定位技术领域，其特征在于，含有数据支路相干积分器及与其串接的Costas鉴相器，导频支路相干积分器及与其串接的相干鉴相器，用于把鉴相后的数据信号及导频信号相融合的环路滤波器，以及一个用于组成锁相环的数控振荡器，其中，数据支路相干积分的时间为导频支路的整数倍，在数据支路不起作用时以及在数据支路和导频支路都起作用时采用不同的滤波系数。总更新率取两个支路中相干积分时间小的那个，不仅提高了环路的更新率，加强环路抗动态性能，而且数据支路使用更长时间的相干积分还能减轻平方损失，也相应改善了数据支路的Costas环抗噪声性能和抗动态性能。
文档编号G01S1/00GK101183149SQ20071017890
公开日2008年5月21日 申请日期2007年12月7日 优先权日2007年12月7日
发明者冯振明, 铮 姚, 崔晓伟, 陆明泉 申请人:清华大学