动态网格多载波调制系统的整数倍频偏估计方法
【技术领域】
[0001] 本发明属于无线通信技术领域，设及无线通信系统的同步技术，为一种整数倍频 偏估计方法，尤其设及一种动态网格多载波调制系统的整数倍频偏估计方法。
【背景技术】
[0002] 近年来，陆地宽带无线通信系统的快速发展，如LTE(LongTermEvolution)系统、 IMT-Advanced系统等，给人们带来了非常便捷的宽带无线多媒体通信体验。我国迅猛发展 的航空、高速铁路为人们的出行带来了更加舒适的旅途环境，同时也催生了人们对高速移 动环境下宽带无线通信的更高需求。
[0003] (FDM(0;rthogonalRrequen巧DivisionMultiplexing)由于其能够有效克服无 线信道的多径效应引起的符号间干扰（Inter-SymbolInterference,ISI)，已经成为现有 宽带无线通信系统的标志性物理层承载技术。但是在高速移动环境下，无线信道体现出更 强的双弥散性，OFDM的调制波形为矩形波，因此频域拖尾严重。在双弥散信道条件下，OFDM 会产生严重的载波间干扰（Inter-CarrierIntederence,ICI)，从而降低系统性能。
[0004] 动态网格多载波调制技术"HanF.M.，ZhangX.D.Hexagonalmulticarrier modulation：Arobusttransmissionschemefortime-frequencydispersive channels，IEEETransactionsonSign曰IProcessing，vol.55，no.5，pp. 1955-1961， May2007."将数据符号调制在优化设计的原型脉冲波形上，并且调制后的波形按照六边 形方式排列在时频平面上。动态网格多载波调制系统能够有效降低ISI和ICI的影响，提 高高速移动环境下无线信号传输的可靠性"XuK.，XuY.，ZhangD.，MaW.，化Max-SINR receiverforHMToverdoublydispersivechannel，IEEETransactionsonVehicular Technology,vol. 62,no. 5,pp.2381-2387,Jun.2013."
[000引与OFDM系统不同的是，在动态网格多载波调制系统中没有设置循环前缀，因此传 统的针对OFDM系统设计的时间、频率同步方法无法直接用于动态网格多载波系统。需要针 对动态网格多载波调制系统特点，设计新的训练序列和相应的同步方法。
[0006] 针对高速移动环境下的整数倍频偏估计方法，现阶段已有的专利成果如下：
[0007] 1.威望科技（苏州）有限公司公开了正交频分多路系统整数倍频偏估计方法。 设发射端频域同步信号由PN序列组成，取运算窗口长度为L，根据整数倍频偏最大数值为 I?fsub，按W下步骤进行：①数据初始化，令窗口序数i= -1，构造PN窗口；②构造信号窗 口，并与PN窗口内对应位置的数据相乘，得到L个相乘结果；③用Sa)表示L个数据中相 邻数据相位未发生突变的数量；④令i=i+1，如果i《I则返回到②；⑥寻找S(i)中的最 大值，对应的位置im。、标志着PN序列窗口与接收同步信号窗口已对齐，im。、即为频偏的整数 值。本发明利用PN码的相位突变特性，通过分辨频域同步信号相位变化特性判断两个窗口 是否对齐，进而完成整数倍频偏估计，其估计准确度受定时误差和信道噪声的影响极小，是 一种易于实现且性能优良的整数倍频偏估计方法。
[0008] 2.中兴通讯股份有限公司公开了一种整数倍频偏估计方法及装置。其中方法包 括：对接收到的数据进行时间间隔抽样，得到与本地同步序列长度相同的接收数据序列； 按照预设的第一滑动窗，将所述本地同步序列与所述接收数据序列进行时域相关运算，得 到相关运算结果，所述相关运算结果为nXm的数组，其中，n为定时捜索范围的长度，也就 是指滑动窗滑动的范围值，m与整数倍频偏的捜索范围相关，所述数组的每一列对应一个整 数倍频偏值；捜索所述相关运算结果中的最大值，利用所述最大值分别得到整数倍频偏的 估计值和粗定时值。通过本发明，可W有效的抑制整数倍频偏对定时精度的影响，同时适用 于在频域内和时域内插入同步序列的情况，而且所有的同步解决方法都在时域内完成。
[0009] 3.电子科技大学公开了一种整数倍频偏估计的方法及系统。本发明设及整数倍频 偏估计的方法及系统。包括步骤a.接收每一帖的所有同步符号，获得各同步符号与发送的 频域同步符号之间的关系式；b.对所接收的各同步符号分别进行傅立叶解调获得该同步 符号的频域；C.对所接收的各同步符号分别进行相邻码元做共辆相乘；d.根据步骤C的结 果与发送端经循环移位后的频域数据存在的最大相关性，得到整数倍频偏估计值。本发明 整数倍频偏估计的方法及系统，能够对无线通讯特别是CMMB系统中的整数倍频偏进行正 确估计，提高了系统的正确性和稳定性，并且硬件实现简单，运算过程快捷。
[0010] 现有的整数倍频偏估计方法都是针对正交频分复用系统设计的，并且没有考虑到 高速移动环境下信道的双弥散对信号的影响。在动态网格多载波调制系统中，子载波信号 在时频平面上呈六边形分布，并且前导符号与负载之间存在干扰。传统的整数倍频偏估计 方法不能够获得可靠的估计性能。
【发明内容】
[0011] 本发明要解决的问题是针对上述现有技术的不足提供一种动态网格多载波调制 系统中基于加权互模糊函数的整数倍频偏估计方法，本发明的整数倍频偏估计方法具有低 信噪比条件下估计精度高等特点。
[0012] 为解决上述技术问题，本发明的技术方案为：动态网格多载波调制系统的整数倍 频偏估计方法，其特征在于：发送端发送的双-CAZAC前导结构包含两个CAZAC序列：Qi和 〇2,且Qi=[qi(0) ,Qi(I)，...，Qi(Lq-I)]，ie{IJ}，
L/2表示训练序列长度；r1，iG{1,2}，表示CAZAC序列Q对应的参数捆此，频域前 导符号序列表不为
[0013]
[0014] mod( ?，?）表示取模运算，L，」表示下取整运算；因此，时域前导结构可W表示为q = [q(0)，q(l)，…，q(L*+M/2-l)]，并且
且W= [4 (0)，4 (1)，...，4化4-1)]是长度为1^4的离散原型脉冲函数；前导与数据负 载构成的一帖信号表示为
[0018] 进一步的，接收端对接收到的一帖信号利用加权互模糊函数进行整数倍频偏估 计：
[0019] 接收基带信号表示为
[0020] r(n) = (Hx) (n)+w(n) 王广I 阳 02U 运里(H对(内) =X&(内山4内-U，且h=比(n，0)，h(n，l)，. . .，h(n，Lh-I)]表示 长度为Lh的离散时变冲激响应；接收到的前导序列表示为
[0023] 运里At表示残余时偏，fu=fiM+Af表示频偏大小，其中fiM表示整数倍频偏， Af表示小数倍频偏；w(n)表示方差为的噪声；
[0024] 接收到的前导序列rq(n)与发送的训练序列q(n)之间的互模糊函数表示为
[00%] 为了提高估计精度，其加权互模糊函数可W表示为
阳0測运里CP表示加权因子，P<L康示加权因子个数鹿义
[0030] 表示脉冲函数之间的互模糊函数，并且 阳03UDi=扣 1,0,Di,1，…，Di,L1]T 阳0巧其中（?）T表示向量的转置鹿义
[0033]
[0034]贝11〔;,9片，/)可^表示为
[00 对巧,把/) = 0取>，/)01
[0036]由于化表示相互交替的两个CAZAC训练序列，因此KP(T，f)是一个单位阵，且 ICfg,g(r，/)化（At，fiJ= (T，f)时能够达到最大值鹿义0 = {T，巧，贝蜡于加权互 模糊函数的整数倍频偏估计方法表示为
[0037] 0 =argm|xC;g(r，/)
[003引为了降低复杂度，需要满足|啡|，其中|啡|<1/2表示整数倍频偏的最大可 能取值。
[0039]本发明针对现有的整数倍频偏估计方法没有考虑到动态网格多载波调制信号特 点，前导序列与负载之间存在干扰等问题，提出了一种基于加权互模糊函数的整数倍频偏 估计方法。本发明设计了一种双-CAZAC前导结构，该前导在奇数、偶数子载波设置不同的 CAZAC序列，从而确保整数倍频偏估计算法能够在低信噪比条件下能够进行可靠的频偏估 计。利用本发明设计的双-CAZAC前导结构，提出了一种基于加权互模糊函数的整数倍频偏 估计方法，本发明能够有效克服高速移动信道造成的符号间干扰和载波间干扰，并获得可 靠的估计性能。
【附图说明】
[0040]图1是本发明的动态网格多载波调制信号时频结构。
[0041] 图2是本发明的双-CAZAC前导结构示意图。
[0042] 图3是本发明的信号流程示意图。
[0043] 图4是本发明的正确估计概率随信噪比变化图，移动速度为lOOkm/h。
[0044] 图5是本发明的正确估计概率随信噪比变化图，移动速度为300km/h。
[0045] 图6是本发明的正确估计概率随移动速度变化图，信噪比为-2地。
[0046] 下面结合附图及具体实施例对本发明的【具体实施方式】作进一步描述。
【具体实施方式】
[0047]为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，一下结合实施例，对本发明 进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用W解释本发明，并不用于 限定本发明。 阳04引 实施例1
[0049]参见图1、图2和图3,本动态网格多载波调制系统的整数倍频偏估计方法，发送 端发送的双-CAZAC前导结构包含两个CAZAC序列：Qi和Q2,且Qi= [Qi(O),Qi(I),…，
L/2表示训练序列长度； Tl,iG{1,2}，表示CAZAC序列Qi对应的参数捆此，频域前导符号序列表示为 阳化0]
[0051]mod( ?，?）表示取模运算，L'」表示下取整运算；因此，时域前导结构可W表示为q= [q(0)，q(l)，…，q(L*+M/2-l)]，并且
且W= [4 (0)，4 (1)，...，4化4-1)]是长度为1^4的离散原型脉冲函数；前导与数据负 载构成的一帖信号表不为
[0055] 接收端对接收到的一帖信号利用加权互模糊函数进行整数倍频偏估计：
[0056] 接收基带信号表示为
[0057] r(n) = (Hx) (n)+w(n) 阳化引运里(压O(W)=艺戶-/? )，且h=比(n，0)，h(n，l)，. .，h(n，Lh-1)表示长 度为Lh的离散时变冲激响应；接收到的前导序列表示为 L/J-1
[0059] fgin)二e]:"片J^h(n，lh)q(n-Ih-At) +w(n) 4=0
[0060] 运里At表示残余时偏，fu=fIM+Af表示频偏大小，其中fiM表示整数倍频偏， Af表示小数倍频偏；w(n)表示方差为的噪声；<