一种基于载波层叠的倍频调制方法与流程

本发明属于多电平变流器PWM技术领域，具体涉及一种适用于电压比为1∶2的混合级联H桥七电平逆变器的基于载波层叠的倍频调制方法。

背景技术：

多电平变流器能够将耐压等级较低、开关频率较高的开关器件应用于中、高压场合而受到广泛关注，然而传统多电平拓扑存在的所需开关器件数量多、结构复杂、成本高等缺点，在很大程度上限制了多电平技术的发展与应用。混合多电平拓扑作为多电平技术的一个重要的发展方向，与传统多电平拓扑相比，在输出相同电平数的情况下，使用的开关器件和直流源个数更少，这可以大大简化系统结构，降低成本。混合级联H桥是由传统的等压级联H桥拓扑发展而来，首次由印度学者M.D.Manjrekar提出，其直流侧电压呈二进制规律变化。图1为两个H桥级联拓扑，直流侧电压比为1∶2，该拓扑最多可以输出七个不同的电平。

调制策略是多电平变流器研究领域的关键技术，它与逆变器的拓扑结构相辅相成，直接决定着逆变器输出波形质量的好坏和系统效能的高低。针对图1所示类型的混合拓扑，M.D.Manjrekar等人提出了一种混合调制策略。该策略中，电压等级较高的单元采用低频调制，减少了开关损耗，只有电压等级最低的单元采用高频PWM调制，如此输出连续变化的多电平PWM波形。然而，当这种调制策略用于图1所示拓扑中时，在部分调制区间内，高压单元输出电压基波分量超出了级联单元总输出电压基波分量，此时高压单元将多余的基波有功功率回馈到低压单元，造成功率倒灌现象。为了保证直流侧电压稳定，低压单元直流侧需采用可逆整流，这将大大增加逆变装置的体积和成本，制约了该拓扑的实用性。

单极性调制方法以载波层叠调制为基础，是一种适用于混合级联H桥七电平逆变器的调制技术，能够有效地避免混合调制策略中固有的功率倒灌现象，但其存在高压单元工作频率较高的问题。针对这一问题，可以采用混合频率调制方法，其原理如图2所示，载波v_tr2的频率f₂小于载波v_tr1和v_tr3的频率f₁。降低参与高压单元调制的载波频率，进而降低高压单元的开关频率和损耗，但是输出电压的谐波特性会受到影响。因此，如何在高压单元开关频率较低的情况下避免功率倒灌问题，同时保证系统良好的输出特性具有重要意义。

技术实现要素：

发明目的

本发明的目的是提出一种适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于载波层叠的倍频调制方法，一方面解决传统混合调制策略固有的功率倒灌问题，另一方面提高高压单元输出电压的等效频率，在该单元开关频率较低的情况下保证逆变器输出电压具有良好的谐波特性，从而提高该多电平逆变器的实用性。

技术方案

本发明的技术方案如下：

(1)该方法的实现电路包括逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分。逻辑脉冲发生电路由基准正弦信号(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、三角载波信号(v_tra、v_trc)、载波信号(v_trb1、v_trb2)和五个比较器(T₁～T₅)组成。驱动逻辑运算电路由七个双输入与门(Y₁～Y₇)、六个双输入或门(Z₁～Z₆)和八个非门(X₁～X₈)组成。其中三角载波信号v_trc的峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于电平0和电平E之间，三角载波信号v_tra的峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于电平2E和电平3E之间，两者相位相同，频率均为f_c1。载波信号v_trb1和载波信号v_trb2的峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于电平E和电平2E之间，两者波形相同，频率均为f_c2，相位上相差180°，且其波形特征是：在半个载波周期内为普通的三角波，在另外半个载波周期内为恒值E。同时，频率f_c1和f_c2有如下关系：f_c1＞f_c2。

(2)在逻辑脉冲发生电路中：基准正弦信号v_ref接入绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出端为调制信号v_m。调制信号v_m分别接入比较器T₁～T₄的正相输入端，三角载波信号v_tra接入比较器T₁的反相输入端，载波信号v_trb1接入比较器T₂的反相输入端，载波信号v_trb2接入比较器T₃的反相输入端，三角载波信号v_trc接入比较器T₄的反相输入端。基准正弦信号v_ref接入比较器T₅的正相输入端，比较器T₅的反相输入端接零参考电位。

(3)在驱动逻辑运算电路中：比较器T₅输出的极性脉冲信号D作为开关管Q₁₁的驱动信号，比较器T₅输出端接非门X₃后的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号；比较器T₂输出的逻辑脉冲信号B₁接非门X₁输入端，比较器T₃输出的逻辑脉冲信号B₂接非门X₂输入端，非门X₁和X₂的输出信号接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出端和比较器T₄输出的逻辑脉冲信号C接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出端和比较器T₁输出的逻辑脉冲信号A接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出端经非门X₄后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₄的两个输入端，或门Z₃的输出端和极性脉冲信号D接与门Y₅的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₅的输出端接或门Z₅的两个输入端，或门Z₅的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，或门 Z₅的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；逻辑脉冲信号B₂经非门X₂后和逻辑脉冲信号B₁接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出端经非门X₅后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₆的两个输入端，或门Z₂的输出端和极性脉冲信号D接与门Y₇的两个输入端，与门Y₆的输出端和与门Y₇的输出端接或门Z₆的两个输入端，或门Z₆的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号，或门Z₆的输出端接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号；比较器T₃和T₅的输出端接与门Y₁的两个输入端，比较器T₃输出端经非门X₂后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₃的两个输入端，与门Y₁的输出端和与门Y₃的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

有益效果

本发明的方法可以保证混合级联H桥七电平逆变器高、低压单元输出电压极性始终相同，在全调制比范围内避免传统混合调制方法中存在的功率倒灌问题。同时提高目标单元输出电压的等效频率，在该单元开关频率较低的情况下保证逆变器输出电压具有良好的谐波特性，从而提高该多电平逆变器的实用性。

附图说明

下面结合附图和实施例对本发明专利作进一步说明。

图1是混合级联H桥七电平逆变器主电路拓扑结构。

图2是已提出的混合频率调制方法原理图。

图3是本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法原理图。

图4是本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法的电路实现示意图。

图5是应用本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法时，混合级联H桥七电平逆变器上、下级联单元输出电压以及合成后的逆变器总输出电压仿真波形

图6是应用本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法时，高压单元开关管的驱动信号和相应的输出电压波形。

具体实施方式

本发明提出的适用于混合级联H桥七电平逆变器的基于载波层叠的倍频调制方法，是对载波层叠调制与载波移相调制的拓展，有效地结合了两者的优点，其调制原理如图3所示。

该调制方法需要两个三角载波信号(v_tra、v_trc)和两个载波信号(v_trb1、v_trb2)。第一层三角载 波信号v_trc的峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于电平0和电平E之间，第三层三角载波信号v_tra的峰峰值为E，位于零参考线之上，并且介于电平2E和电平3E之间，三角载波信号v_trc与三角载波信号v_tra的相位相同，频率均为f_c1。第二层载波信号由峰峰值为E的载波信号v_trb1和v_trb2组成，两者均介于电平E和电平2E之间，波形相同，频率为f_c2，但在相位上相差180°。其波形特征是：在半个载波周期内为普通的三角波，在另外半个载波周期内为恒值E。同时，频率f_c1和f_c2有如下关系：f_c1＞f_c2。

基准正弦信号v_ref进行取绝对值运算得到调制信号v_m。调制信号v_m分别与上述三角载波信号v_tra、v_trc和载波信号v_trb1、v_trb2进行比较，当调制信号大于相应的载波信号时输出为高电平，反之输出为零电平，如此可以得到四个逻辑脉冲信号A、B₁、B₂、C。将基准正弦信号v_ref直接与零电压进行比较可得其极性脉冲信号D。

在调制信号正半周期内，具体的调制原理如下：

第一层载波区域：该层对应的区间只有最底层三角载波信号v_trc与调制信号v_m进行比较，合成总输出为的PWM波形。此时，低压单元输出v_Lo，高压单元输出v_Ho，以及级联逆变器的输出v_o如下式所示：

当0＜v_m＜v_trc时，级联逆变器输出0电平，此时高压单元与低压单元均输出0电平，开关管Q₁₁，Q₁₃，Q₂₁和Q₂₃导通；当v_trc＜v_m＜E时，级联逆变器输出电平E，此时高压单元仍然输出0电平，开关管Q₂₁和Q₂₃保持开通，低压单元输出电平E，开关管Q₁₁和Q₁₄开通。因此在第一层载波区域，高压单元恒输出0电平且开关管Q₂₁和Q₂₃恒开通，低压单元输出的高频PWM波形，开关管Q₁₁恒开通，开关管Q₁₄驱动信号为高频PWM脉冲，且由调制信号v_m与三角载波信号v_trc的比较结果确定。

第二层载波区域：在此区域，一方面要保证两单元输出电压极性相同以避免功率倒灌问题，此时需要两单元互补工作，交替输出高电平，从而合成总输出为的PWM波形；另一方面在不影响输出电压波形质量的前提下，尽量降低高压单元的开关频率。基于此，使调制信号v_m与两个载波信号v_trb1和v_trb2分别进行比较，由于载波信号v_trb1和v_trb2幅值、频率相同，相位互差180°，具有载波移相的特点，因此高压单元能够以较低的开关频率，输出较高频率的PWM波形。

当E＜v_m＜v_trb1、v_trb2＜v_m＜2E时，逆变器总输出为电平E，此时低压单元输出电平E，开关管Q₁₁和Q₁₄开通，高压单元输出0电平，开关管Q₂₂和Q₂₄开通。当v_trb1＜v_m＜2E、E＜v_m＜v_trb2 时，逆变器总输出为电平E，此时低压单元输出电平E，开关管Q₁₁和Q₁₄开通，高压单元输出0电平，开关管Q₂₁和Q₂₃开通。当v_trb1＜v_m＜2E且v_trb2＜v_m＜2E时，逆变器总输出为电平2E，此时低压单元输出电平0，开关管Q₁₁和Q₁₃开通，高压单元输出2E电平，开关管Q₂₁和Q₂₄开通。此区间内两个功率单元配合工作，交替输出高电平，即低压单元输出电平E时，高压单元输出0电平，低压单元输出0电平时，高压单元输出2E电平，最终输出的高频PWM波形。

其中，当v_trb1＜v_m＜2E时，高压单元开关管Q₂₁开通，当v_trb2＜v_m＜2E时，高压单元开关管Q₂₄开通。如此，当同时满足v_trbt＜v_m＜2E和v_trb2＜v_m＜2E时，开关管Q₂₁和Q₂₄同时开通，高压单元输出电平2E；如满足v_trb1＜v_m＜2E而不满足v_trb2＜v_m＜2E时，开关管Q₂₁开通，开关管Q₂₄关断，高压单元输出0电平；如不满足v_trb1＜v_m＜2E而满足v_trb2＜v_m＜2E时，开关管Q₂₁关断，开关管Q₂₄开通，高压单元输出0电平。结合图3可以清晰地看出，高压单元输出PWM脉冲的频率为其驱动信号频率的两倍，因此有效地提高了高压单元的等效开关频率。

通过以上分析，可以得出低压单元输出v_Lo，高压单元输出v_Ho，以及级联逆变器的输出v_o如下式所示：

第三层载波区域：该层三角载波信号v_tra与调制信号v_m进行比较，合成逆变器总输出为的PWM波形。此时，低压单元输出v_Lo，高压单元输出v_Ho，以及级联逆变器的输出v_o如下式所示：

当2E＜v_m＜v_tra时，逆变器总输出为电平2E，此时高压单元输出电平2E，开关管Q₂₁和Q₂₄导通，低压单元输出0电平，开关管Q₁₁和Q₁₃导通；当v_tra＜v_m＜3E时，逆变器总输出为电平3E，此时高压单元输出电平2E，开关管Q₂₁和Q₂₄导通，低压单元输出电平E，开关管Q₁₁和Q₁₄开通。因此，在第三层载波区域，高压单元恒输出电平2E，且开关管Q₂₁和Q₂₄恒开通；低压单元输出的高频PWM波形，且开关管Q₁₁恒开通，开关管Q₁₄的驱动信号为高频PWM脉冲，由调制信号v_m与三角载波信号v_tra的比较结果确定。

表1列出了在基准正弦信号v_ref正半周期各层载波区域内高、低压单元和级联逆变器的输出情况以及各开关管的工作情况。可以看出，在基准正弦信号v_ref正半周期内，对于低压单元，开关管Q₁₁恒导通(开关管Q₁₂恒关断)，当v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra时，开关管Q₁₄开通，反之开关管Q₁₃开通；对于高压单元，在第一层载波区域内，开关管Q₂₁保持开通，开关管Q₂₄保持关断，在第三层载波区域内，开关管Q₂₁和开关管Q₂₄均保持开通，在第二层载波区域内，当v_m＞v_trb1时，开关管Q₂₁开通，当v_m＞v_trb2时，开关管Q₂₄开通。通过逻辑运算可以得到在基准正弦信号v_ref正半周期各开关管的数学逻辑表达式为：

表1正半周期各单元输出及相应的开关管状态

表2列出了在基准正弦信号v_ref负半周期各层载波区域内高、低压单元和级联逆变器的输出情况以及各开关管的工作情况。可以看出，在基准正弦信号v_ref负半周期内，对于低压单元，开关管Q₁₂恒导通(开关管Q₁₁恒关断)，当v_trc＜v_m＜v_trb1或v_trc＜v_m＜v_trb2或v_m＞v_tra时，开关管Q₁₃开通，反之开关管Q₁₄开通；对于高压单元，在第一层载波区域内，开关管Q₂₂保持开通，开关管Q₂₃保持关断，在第三层载波区域内，开关管Q₂₂和开关管Q₂₃均保持开通，在第二层载波区域内，当v_m＞v_trb1时，开关管Q₂₂开通，当v_m＞v_trb2时，开关管Q₂₃开通。通过逻辑运算可以得到在基准正弦信号v_ref负半周期内各开关管的数学逻辑表达式为：

结合以上分析以及基准正弦信号v_ref、负半周内开关管的驱动规律，可以得到一个调制周期内各开关管逻辑驱动信号的统一数学表达式：

表2负半周期各单元输出及相应的开关管状态

根据此表达式，可以得到上述调制方法的电路实现示意图如图4所示，它由逻辑脉冲发生电路和驱动逻辑运算电路两部分构成。其中，逻辑脉冲发生电路由基准正弦信号(v_ref)、绝对值运算电路(Abs)、三角载波信号(v_tra、v_trc)、载波信号(v_trb1、v_trb2)和五个比较器(T₁～T₅)组成，其功能是通过调制信号v_m和三角载波信号v_tra、v_trc以及载波信号v_trb1、v_trb2分别进行比较产生四个逻辑脉冲信号A、B₁、B₂、C，基准正弦信号v_ref直接和零电压比较产生其极性脉冲信号D。驱动逻辑运算电路由七个双输入与门(Y₁～Y₇)、六个双输入或门(Z₁～Z₆)和八个非门(X₁～X₈)组成，其功能是实现上述统一数学逻辑表达式所描述的驱动逻辑规律。下面详细介绍其实现原理：

在逻辑脉冲发生电路中：基准正弦信号v_ref接入绝对值运算电路Abs的输入端，绝对值运算电路Abs的输出端为调制信号v_m。调制信号v_m分别接入比较器T₁～T₄的正相输入端，三角载波信号v_tra接入比较器T₁的反相输入端，载波信号v_trb1接入比较器T₂的反相输入端，载波信号v_trb2接入比较器T₃的反相输入端，三角载波信号v_trc接入比较器T₄的反相输入端。基 准正弦信号v_ref接入比较器T₅的正相输入端，比较器T₅的反相输入端接零参考电位。

在驱动逻辑运算电路中：比较器T₅输出的极性脉冲信号D作为开关管Q₁₁的驱动信号，比较器T₅输出端接非门X3后的输出信号作为开关管Q₁₂的驱动信号；比较器T₂输出的逻辑脉冲信号B₁接非门X₁输入端，比较器T₃输出的逻辑脉冲信号B₂接非门X₂输入端，非门X₁和X₂的输出信号接或门Z₁的两个输入端，或门Z₁的输出端和比较器T₄输出的逻辑脉冲信号C接与门Y₂的两个输入端，与门Y₂的输出端和比较器T₁输出的逻辑脉冲信号A接或门Z₃的两个输入端，或门Z₃的输出端经非门X₄后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₄的两个输入端，或门Z₃的输出端和极性脉冲信号D接与门Y₅的两个输入端，与门Y₄的输出端和与门Y₅的输出端接或门Z₅的两个输入端，或门Z₅的输出信号作为开关管Q₁₄的驱动信号，或门Z₅的输出端接非门X₆后的输出信号作为开关管Q₁₃的驱动信号；逻辑脉冲信号B₂经非门X₂后和逻辑脉冲信号B₁接或门Z₂的两个输入端，或门Z₂的输出端经非门X₅后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₆的两个输入端，或门Z₂的输出端和极性脉冲信号D接与门Y₇的两个输入端，与门Y₆的输出端和与门Y₇的输出端接或门Z₆的两个输入端，或门Z₆的输出信号作为开关管Q₂₁的驱动信号，或门Z₆的输出端接非门X₇后的输出信号作为开关管Q₂₂的驱动信号；比较器T₃和T₅的输出端接与门Y₁的两个输入端，比较器T₃输出端经非门X₂后和开关管Q₁₂的驱动信号接与门Y₃的两个输入端，与门Y₁的输出端和与门Y₃的输出端接或门Z₄的两个输入端，或门Z₄的输出信号作为开关管Q₂₄的驱动信号，或门Z₄的输出端接非门X₈后的输出信号作为开关管Q₂₃的驱动信号。

图5是应用本发明所提的基于载波层叠的倍频调制方法时，混合级联H桥七电平逆变器上、下级联单元输出电压以及合成后的逆变器总输出电压仿真波形。从图中可以看出两个单元协同工作，合成输出为高频调制的七电平PWM波形。此外，两个单元输出电压极性始终相同，因此不存在功率倒灌问题。

图6为应用本发明所提方法时，高压单元开关管的驱动信号和相应的输出电压波形。可以看出，在电压区间[E，2E]内，高压单元输出电压的等效开关频率为其开关管实际工作频率的两倍，即高压单元实现了倍频调制，因此可以在较低的高压单元开关频率下提高输出电压的波形质量，改善输出电压的谐波特性。